LTC3411 kleiner Abwärts Schaltregler 3,3 auf 1,2 Volt

Verwendung und Anmerkung:

der kleine Schaltregler arbeitet in einer Anwendung als 3,3 auf 1,2 Volt Versorgung von digitalen IC's. Der Ausgangsstrom beträgt etwa 1A maximal. Ergänzend zu diesem Bericht ist es sehr empfehlenswert sich das Orginaldatenblatt des Herstellers anzusehen. Das darin Beschriebene soll an dieser Stelle nicht ermüdend wiederholt werden, viel mehr liegt das Gewicht bei der externen Beschaltung, dem Layout und den Meßergebnissen. Die Funktionsweise eines Abwärtsschaltregler ist in weiterführender Literatur weltweit auch schon beliebig oft erklärt worden, an dieser Stelle wird darauf verzichtet, es ist sonst zu viel.

Der Bericht soll auch ein wenig "die Ungewissheit" nehmen vor Schaltnetzteilen - falls vorhanden. Diese Spannungsversorgung ist nicht so schwierig in Betrieb zu nehmen, wie man vielleicht befürchtet, ein paar wesentliche Dinge beachten und es würde auch bei Dir funktionieren.

Dieser Schaltregler ist geeignet für Niedervolt Anwendungen, hauptsächlich um aus einer einzelnen Betriebsspannung mehrere zu generieren, z.B. 5V auf 3,3V oder 3,3 auf 2,5 oder 1,8 usw. Durch den hohen Wirkungsgrad und einer geringen Ruhestromaufnahme ist das IC sehr gut für den Batteriebetrieb geeignet. Die Anwendungen sind sehr vielfältig z.B. Versorgung mehrerer weißer Leuchtdiode zu Beleuchtungszwecken und natürlich Digital Versorgungen. Das IC kann auch im Buck-Boost Betrieb verschaltet werden, d.h. es kann bei Bedarf gleichzeitig Aufwärts- und Abwärts wandeln.

Warum dieses IC ausgesucht?

kleines Gehäuse MSOP10 (ca.5*3mm) oder DD (3*3mm)
hohe Schaltfrequenz bis zu 4 MHz möglich, dadurch verkleinert sich die Speicherdrossel und auch die Kapazität am Ausgangskondensator. Der Einsatz von Keramikkondensatoren mit niedrigstem ESR wird dadurch leicht möglich.
hoher Wirkungsgrad etwa bis zu 95%, dadurch wenig Wärmeverluste
integrierter Schalttransistor und Schaltdiode
verschiedene Arbeitsmoden, hoher Laststrombereich von kleinen bis großen Lasten
nur zwei Widerstände als Feedback, nur zwei weitere Widerstände und nur ein C zur Einstellung der Schaltfrequenz
synchronisierbar
niedriger Ruhestrombedarf
sehr geringer Gesamtplatzbedarf

Schaltplan:

Schaltplan LTC3411 Abwärtsschaltregler

Bild 1 zeigt den Schaltplan zum Layout. Es wurden dazu mehrere Experimente unternommen, insbesondere mit dem Ziel die Spikes am Schaltreglerausgang gut zu dämpfen. Es sei angemerkt die vom Hersteller angegebene Orginalkonfiguration mit nur einem Eingangs- und Ausgangskondensator und ohne Tiefpaßinduktivitäten liefert bereits gute Ergebnisse und ist noch platz- und kostensparender als mit der gezeigten Filterkonfiguration.

Layout Oberseite:

Oberseite des zweilagigen Layout, hellrot die Masse

Bild 2 Layout

"Out" und "In" sind die Lötanschlüsse für einen dünnen Draht. Der Sternpunkt ist gleichzeitig der Masseanschluß

Package:

L1 geschirmte Würth Flach Induktivität

L4 Ferrit SMDL2012C (0805)

C1 Keramik (0603)

C5 Keramik (0805)

C6 Keramik (1210)

R3 (0603)

R4 (0603)

U13 DCDC (MSOP10)

Layout Unterseite:

Unterseite des zweilagigen Layout, hellblau die Masse

Package:

L2 Ferrit SMD L2012C (0805)

L3 Ferrit SMD L2012C (0805)

C2 Keramik (0805)

C3 Keramik (0805)

C4 Keramik (0805)

R1 (0603)

R2 (0603)

Bild 3 solch ein einfach gehaltenes zweiseitiges Layout kann jeder professionelle Leiterplattenhersteller schnell und kostengünstig herstellen, und ist auch für normal verdienende Privatpersonen erschwinglich. Selbst ätzen oder fräsen, für ausgestattete Elektroniker natürlich auch kein Problem.

Anmerkungen zum Layout:

so kompakt, einfach und sinnvoll wie möglich gehalten, zweiseitig SMD mit Standard Durchkontaktierungen. Zwei Lagen 35µm Kupfer Dicke reichen völlig aus. Das Layout ist nur ein Vorschlag, ein erster Ansatz, für Dich als Hilfe um Dir die Arbeit des "Überlegens der Plazierung der Bauteile" etwas zu erleichtern.

Oberseite:

Der Masseanschluß ist gleichzeitig Sternpunkt der Schaltung. Die Verbindung Pin 5 "Powerground" ist kürzestmöglich zum Sternpunkt. Die Masse Verbindung der Eingangskondensatoren C5 & C6 ist auch kürzestmöglich zum Sternpunkt. Die Verbindung der Zeitglieder C1 und R3 ist kurz. Bedeutend dabei ist insbesondere, daß die Masseverbindung dieser beiden Zeitglieder nicht von Masse Strömen des Powerground des LTC3411 und auch nicht von den Masseströmen der Eingangskondensatoren C5&C6 durchflossen ist. Die räumliche Anordnung im Layout stellt mit hoher Wahrscheinlichkeit sicher, daß bei dieser Anordnung nur eine sehr geringe galvanische Verkopplung stattfindet. Die hochfrequenten Ströme im Powerground sind nur sehr gering mit den Zeitgliedern und Eingangskondensatoren verkoppelt.
Die Speicherinduktivität L1 hat einen gewissen räumlichen Abstand zum Rest der Schaltung. Obwohl hier eine geschirmte Induktivität verwendet worden ist, ist trotzdem ratsam auf der Gegenseite der Induktivität keine Bauteile zu plazieren. Falls es sich nicht vermeiden läßt, dann auf keinen Fall das IC selbst oder die sehr empfindliche Gegenkopplung aus R2 und R1. Den Ausgangs- oder Eingangstiefpaßfilter darüber zu plazieren wäre noch akzeptabel, vermeiden ist jedoch die eleganteste Lösung.
Die Anschlußleitungen der Speicherinduktivität L1 sollten kürzestmöglich ausgelegt werden, da in ihnen sehr hochfrequente Ströme fließen. Jede schnelle Stromänderung hat ein dementsprechend starkes elektromagnetisches Feld zur Folge, daß in die Umgebung als Welle (EMV Störung) abstrahlt und nicht nur die umgebende Schaltung sondern auch insbesondere die Feedbackleitung (R1 und R2) stören kann. R1 und R2 sollten nicht zu nahe an diesen Leitungen verlegt werden.
Eine parasitäre Parallelkapazität der Speicherinduktivität L1 ist zu vermeiden. Deswegen wurde die Masse im Umfeld von L1 stärker ausgeschnitten. Eine parasitäre Parallelkapazität bewirkt während der Schaltvorgänge einen zeitlich unerwünschten Stromfluß, der die Amplitude der Spikes im Ausgangssignal erhöhen kann.
Der SMD Ferrit L4 hat auch eine verringerte Masse in seiner Umgebung, auch hier mit dem Ziel seine parasitäre Parallelkapazität gering zu halten. Es ist anzumerken, gerade bei ben höchsten Frequenzen (ca. 50-300 MHz und mehr) sind bereits wenige pF ein unerwünschter Koppelweg. Spikes haben ihre Frequenzen in etwa in dieser Größenordnung, und diese zu filtern war ein Ziel der Schaltung.

Unterseite:

Der Masseanschluß der Ausgangsfilterkondensatoren geht direkt zum Sternpunkt, hochfrequente Ströme durch diese Kondensatoren belasten kaum das kurze Leitungsstück zwischen R1 (Feedback Widerstand) und dem Sternpunkt.
R2 ist direkt am ersten Kondensator C2 angebunden mit kurzer Leiterbahn. Lange Leitungen der Gegenkopplungswiderstände R1 und R2 wären ungünstig, da sie sonst wie "Empfangsantennen" wirken und leicht Störungen in die Regelung einschleifen würden. Das wäre besonders kritisch, wenn R1 und R2 sehr hochohmig gewählt wären. In der Orginalkonfiguration sind diese sehr hochohmig ausgelegt, um den Wirkungsgrad zu erhöhen (besonders auch für einen Batteriebetrieb).
Die beiden SMD Ferrite L2 und L3 haben wenig Masse im Umfeld, um die parasitäre Kapazität nicht unötig zu erhöhen, was die Hochfrequenzwirkung der Ferrite herabsetzen würde.
Die Anordnung der Tiefpäße ist immer L dann C dann L, damit ist gemeint das Layout der Kondensatoren wurde so gestaltet, daß nur eine geringstmögliche parasitäre Reiheninduktivität (ESL) an den Kondensatoren entsteht.

Fehlendes an der Schaltung:

nicht verwendet wurde in der Gegenkopplung der 22pF Lead Kompensations Kondensator (ca. 15pF bis 33pF siehe Figure 7 im Datenblatt). Er kann die Stabilität der Regelschleife verbessern. Die Auswirkung dieses Cc habe ich nicht getestet, von Bedeutung wird es sehr wahrscheinlich im Falle hoher oder schneller Lastsprünge. Der passive LC Ausgangsfilter mindert die Wirkung dieser auf die Regelschleife ab. Aber auch ohne Cc war die Schaltung stabil.
Der Pin 2 "Synch/Mode" dient zur Answahl eines Arbeitsmodus: Burst - Pulse Skipping - Forced Continuous gewählt wurde der Forced Continuous, da dieser einfacher auszufiltern ist und die Last nahezu konstant ist (etwa 800mA). Für diesen Mode muß Pin 2 auf ca. halbe Versorgungsspannung gelegt werden, 1.2V entspricht etwa dieser Bedingung, dadurch genügt es Synch/Mode an den Ausgang zu legen für den Continuous Mode. Ansonsten müßte ein Spannungsteiler mit (Vin/2) Teilerverhältnis für den korrekten Pegel sorgen, oder auf Vin oder SGND für Burst oder Skipping Modus.
die Last ist nicht im Layout, sie kann über zwei Drähte am Masse Sternpunkt und am "Out" Lötauge angelötet werden.

Vorversuche:

zunächst galt es mit der Schaltung Erfahrung zu gewinnen, dazu wurde ein erstes Probelayout erstellt. Die Fotos der Vorversuche sind nicht ganz identisch mit dem hier vorgestellten Layout, das spielt aber keine Rolle. Die dabei gewonnenen Erfahrungen sind bereits als Verbesserung eingeflossen.


Bild 4 zeigt den stückweisen Aufbau, beginnend mit dem IC selbst, den ersten Kondensatoren und den Gegenkopplungswiderständen an denen die Ausgangsspannung eingestellt wird, das ist auch das erste was kontrolliert wird. Sämtliche Filterspulen am Eingang und Ausgang sind zunächst durch Brücken ersetzt. Zuerst muß der Regler erst einmal laufen.	Bild 5 der fertig gelötete Versuchsaufbau. Stückweise enstand hier ein interaktives Messen und Löten, bis eine zufriedenstellende Lösung gefunden worden ist. Nach und nach wurde auch ein zusätzlicher Lastwiderstand angelötet, um die Schaltung so unter verschiedenen Lastbedingungen zu testen.

Bild 6 zeigt wie der Strom durch die Induktivität gemessen wurde mit einer P6042 Stromzange. Eine angelötete Drahtschleife durch die Zange genügt. Die Länge dieses Drahtes spielt hier keine Rolle, die zusätzliche Serieninduktivität des Drahtes ist verschwindend gering verglichen zur Induktivität der Speicherinduktivität. Der Strom durch die Induktivität ist ein ziemlich hochfrequentes Gemisch aus verschiedensten Frequenzen. Es ist zu erwarten, daß der Draht als Antenne wirkt und in verstärktem Maße eine elektromagnetische Welle abstrahlen wird - Eine EMV Störung, die besonders gut auch im Radio zu hören ist, auch abhängig von der Länge des Drahtes.	Bild 7 und 8 wer in der glücklichen Lage ist, Zugang zu einem aktiven Differenztastkopf zu haben, sollte diese Gelegenheit nutzen. Die Möglichkeiten insbesondere bei höheren Frequenzen zeigen dadurch enorm an. Alles wird wirklicher einfacher damit. Hier wird ein 1GHz P6247 Differenztastkopf verwendet. Weitere lesenswerte Erklärungen zu den Scope Bilder befinden sich auch in dem Link zum Differenztastkopf.
Endergebnis Endergebnis
Bild 9 zeigt das finale Meßergebnis. Die Ausgangsspannung am voll bestückten Regler unter Last. Die gezeigte Spannung ist am Scope AC-gekoppelt auf 10mV/DIV. Die Ausgangsspannung wurde aufgezeichnet mit einem modernen Oszilloskop einem TDS5054, dabei wurde eine Darstellung gewählt, die alle Meßdaten über einen Zeitraum von etwa einer halben Sekunde in den selben Bildschirm übereinanderschreibt. Das hat den Vorteil "Ausreißer" im Rauschen innerhalb dieses Zeitraums sofort zu erkennen - es sind allerdings keine vorhanden. Im Detail zeigt die Messung 467682 Messungen über einen Zeitraum von je 800 Nanaosekunden (80ns/DIV), entspricht insgesamt einer Aufzeichnungsdauer von 374ms. Durch das übereinandergeschriebene Rauschen der Ausgangsspannung entsteht ein etwas breiter farbiger Balken, dessen Farben die gemessene Häufigkeit der Ausgangsspannung darstellt. Rot ist in diesem Fall häufiger als Blau. Die AC Ausgangsspannung beträgt etwa 20mV peak peak bei 1,2 Volt DC. Hinzu kommt noch das Eigenrauschen des Differenztastkopfs, das nicht so gering ist wie eines Standardtaskopfes (durch die hohe aktive Bandbreite). Die Schaltfrequenz ist im Ausgangssignal kaum noch zu erkennen, sie ist durch die LC Kombination ausgefiltert. Die Messung mit dem Differenztastkopf ist auch hier sinnvoll um nicht Dinge zu sehen, die gar nicht vorhanden sind. Der zweite dargestellte Kanal ist der Strom in der Speicherinduktivität. Sie dient in dieser Messung als Triggersignal und Frequenzanzeige. Anmerkung: laß Dich bitte nicht stören durch die teils falschen Bauteilebezeichnungen C7, C11 usw., die im Scopebild beziehen sich auf die Referenzbezeichnungen im alten Test-Layout, der hier gezeigte Schaltplan benutzt andere, ist aber vom Prinzip dem vermessenen sehr ähnlich.

Bild 10, 11, 12 und 13 bei Benutzung eines Standardtaskopfs sollte auf einen guten Masseanschluß geachtet werden. Das bedeuted niederohmig auch bei hohen Frequenzen. Im Klartext der Spannungsabfall an einer induktiven "Krokomasseleitung" ist bei höheren Frequenzen bereits beachtlich. Die direkte Erdung an der Spitze des Tastkopfs ist vorzuziehen. 10 und 11 zeigen zwei verschiedene Standardtastköpfe und deren direkter Masseanschluß, auf ein allerseits bekanntes Bild mit Krokoklemmen Leitung wurde hier verzichtet. Die beiden rechten Scope Bilder zeigen die Unterschiede einmal mit "Kroko Masseklemme", das andere mal direkt an der Spitze geerdet.

Ein paar weitere Meßergebnisse:


Bild 14 zeigt die Ausgangsspannung an dem Keramikkondensator des Ausgangs LC Tiefpaß des Abwärts Schaltreglers. Messung durchgeführt mit einem TDS5054 Oszilloskop und dem dazugehörigen 10:1 Tastkopf P5050. Diese Kombination hat eine Bandbreite von 500 MHz bereits an der Tastkopfspitze. Der Sägezahn ist der Strom durch die Speicherinduktivität gemessen mit einer Stromzange P6042. Beim Anlegen von Spannung an die Induktiviät (Turn on) als auch beim Ausschalten (Turn off) entsteht ein Schaltspike in der Ausgangsspannung. Der lila channel 3 zeigt hier ein hohes AC Signal von bis zu 90mV peak das den 1.2V überlagert ist. Merke Dir: diese Messung geschah mit einem hochwertigen Oszilloskop mit zugehörigem Orginal Tastkopf, der über die kleine Masseleitung mit der Krokoklemme angeschlossen war.	Bild 15 zeigt die gleiche Messung wie in Bild 14. Einziger Unterschied ist die Verwendung eines anderen Masse Anschlußes des Tastkopfes. Siehe da plötzlich beträgt der AC peak nur noch 50mV anstatt 90mV wie in Bild 14. Der Tastkopf wurde nun nicht mehr mit der induktiven Kombination aus Anschlußleitung und Krokoklemme geerdert, sondern die Masseanschluß geschah direkt vorne an der Tastkopfspitze mit einer sehr kleinen weniger induktiven Feder. Die farbige "Temperatur-Darstellung" des Oszilloskop Display zeigt die Häufigkeit des Signals. Das Signal wurde über eine Zeitdauer von etwa 1 Sekunde kontinuierlich aufaddiert.	Bild 16 zeigt die gleiche Messung wie in Bild 14. Unterschied diesmal ist die Verwendung des activen Differenztaskopfes P6247. Der AC peak beträgt nun nur noch etwa 20mV. Die Vertikalauflösung wurde erhöht. Man sieht hier ganz deutlich den Vorteil eines aktiven Tasktkopfes, nur noch 20mV anstatt 90mV wie in Bild 14. In Bild 14 jagdt man irgendwelchen Gespenstern nach, die gar nicht da sind. Der Differenztastkopf mit seinen sehr kurzen Anschlüßen und der niedrigen Eingangskapazität liefert hier ein Ergebnis deutlich näher an der Wirklichkeit. Der Einschwingvorgang des Spikes liegt bei etwa 150 MHz.

Bild 17 demonstriert auch ganz deutlich, was mit einem Differenztastkopf noch alles gut dargestellt werden kann. Hier zeigt der Tastkopf wie übel der Spannungsabfall an einem einfachen Stück Leiterbahn sein kann. Die Leiterbahn reicht aus um derat hohe Spannungsspitzen abfallen zu lassen, nach u=L*di/dt. Mit dem Differenztastkof läßt sich prima die Schaltung und das Layout durchwandern. Das ist der Spannungsabfall auf lediglich etwa 2 Zenitmetern Leiterbahn. Das Layout und Überlegungen welcher Strom wo fließt ist bei schnellen Schaltreglern für eine optimale Funktion sehr wichtig.	Bild 18 zeigt hier die Messung der Spannung an einem 0805 SMD Ferriten. Der Ferrit ist Teil des LC Ausgangstiefpaß. Der Screenshot zeigt die Wirksamkeit eines kleinen SMD Ferriten im Hochfrequenzbereich. Das schöne am Differenztastkopf ist, man kann einfach auf diesem High Potential messen, während ein anderer Kanal wie gewohnt gegen Ground mißt. Auch sehr wichtig, der aktive Probe hat nur etwa 1pF Eingangsimpedanz, d.h. er verschlechtert die parasitäten Kapazitäten des SMD Ferriten nur unwesentlich. Kaum auszumalen, was an dieser Stelle ein Standard Tastkopf mit seinen ca. 20pF an Unfug darstellen kann, er würde den Ferriten bei HF doch schon bald kurzschließen.	Bild 19 zeigt insbesondere den Strom durch die Speicherinduktivität. Hier wurde zu Versuchszwecken eine höhere Induktivität gewählt, die jedoch mit zu hohem Strom überlastet worden ist. Die Induktivität befindet sich bereits in einem stark nichtlinearen gesättigten Bereich. Die Kurve der magnetischen Flußdichte B vs. magnetische Feldstärke H ist in dem stark nichtlinearen Bereich angelangt. Die Induktivität L nimmt bei steigendem zu hohem Strom stark ab, dadurch entsteht der rasche Stromanstieg im oberen Zipfel des Dreiecks. Solche Betriebszustände sind unbedingt zu vermeiden. Es wird nicht nur die Induktivität überlastet, es besteht auch Gefahr, daß die interne Strombegrenzunng des Regel IC's anspricht. Bei Schaltungen ohne Strombegrenzung (bei IC's im Voltage Control Mode, kann solch ein Zustand rasch den Tod des Schalttransistors herbeiführen.

Viel Spaß beim Aufbau Deines Spannungsreglers, halte Dich grob an die Regeln und es müßte klappen. Aber bitte denk daran, das gezeigte Layout wurde bisher noch nie 1 zu 1 ausgetestet, nur die leicht veränderte erfolgreiche Vorgängerversion, kann sein, daß es noch kleine Verbesserungen benötigt.

Mit den vielen anderen Schaltreglern aus dieser Familie ist es auch sehr leicht z.B. Schaltungen zu bauen, die aus einer 1,5V Batteriespannung eine höhere Spannung erzeugen. Einfach mal nachsehen beim Hersteller, da ist fast immer was zu finden.