Meßergebnisse:

Stand vom 18. April 2005

1. zunächst die meßtechnischen Grundeigenschaften am Oszilloskop geprüft, keine Oszillation unter verschiedenen Lasten, Amplituden und Frequenzen, erste Prüfung bestanden.

2. Offsetspannungen unbedeutend

3. Bandbreite bisher nur am Oszilloskop getestet, bei 100 kHz die Messung gestoppt, keinen sichtbaren Amplitudenabfall am Oszillographen beobachtet.

4. Anstiegs- und Abfallgeschwindigkeit (Slew Rate) erste Größenordnung 50 Volt/µs an 4 Ohm bei halber Maximalausteuerung.

Klirrfaktor:

Messung mit 1 kHz:

• Messung gestartet mit 1 kHz im Leerlauf, keine Harmonischen erkennbar mit dem 3580A Spektrumanalyzer. Das bedeuted der messbare Klirrfaktor ist durch den dynamischen Meßumfang des Analyzers von ca. 88 dB begrenzt.  Ausgedrückt in Prozent sind das: ca. <0,004%. Messung erfolgte ohne Last bei Amplituden von 100 mVrms, 1 Vrms, 10 Vrms und 15 Vrms.

• Messung mit 1 kHz an 4 Ohm, 100 mVrms, 1 Vrms, 10 Vrms und 15 Vrms. Keine Harmonischen erkennbar. Klirrfaktor: <0,004%

Messung mit 10 kHz:

• Messung mit 10 kHz an 4 Ohm, 100 mVrms, 1 Vrms, 10 Vrms und 15 Vrms. Keine Harmonischen erkennbar. Klirrfaktor: <0,004%

Messung mit 15 kHz:

mit dem Analyzer 3580A sind Frequenzen bis 50 kHz darstellbar, d.h. bei einem 15 kHz Sinussignal wären noch die zweite Harmonische K2 (30 kHz) und die dritte Harmonische K3 (45 kHz) am Analyzer meßbar.

• Messung mit 15 kHz an 4 Ohm, 100 mVrms, 1 Vrms, 10 Vrms und 15 Vrms. Keine Harmonischen K2, K3 erkennbar. Klirrfaktor: <0,004%

Zusammenfassung Klirrfaktor:

Mit dem HP 3580A Spektrumanalyzer konnte kein Klirrfaktor gemessen werden. Der Klirrfaktor liegt damit bei ca. kleiner 0,004% unter allen bisher gemessenen Frequenzen und Ausgangsamplituden.

Anmerkung: der maximal erreichbare Dynamikumfang des Analyzers beträgt bei kleinen Amplituden etwa 85 dB (0,005%) und bei hohen Amplituden ca. 90 dB (0,003%), eine maximal mögliche Meßzeit von bis zu 2000 Sekunden pro sweep vorausgesetzt. Bei ganz kleinen sind der Dynamikumfang noch weiter ab.

Ein Klirrfaktor ist selbstverständlich bei jedem Verstärker vorhanden, die Frage ist nur wie tief er tatsächlich liegt. In diesem Fall muß ein höherauflösendes Meßsystem verwendet werden um ihn zu bestimmen.

Stand vom 21. April 2005:

Die Klirrfaktor Messungen erfolgten nun ein wenig detailierter.

So jetzt wird's aber ganz kalt, nur noch eine Ausgangsamplitude von -40dBVrms, das sind nur noch 10 mVrms bei 15 kHz an 4 Ohm. Die Ausgangsleistung beträgt nur noch 0,000025 Watt, also 25µW. Nun hat scheinbar endlich der Analyzer das Spiel gegen den Verstärker gewonnen, bei 45 kHz ist eindeutig die Harmonische K3 zu sehen, sie liegt bei ca. -69 dB. Wobei ich mir mal gar nicht sicher bin, ob es nicht der Generator selber ist, dies kann ich leider nicht mehr prüfen, da die Eingangsspannung ja noch niederiger ist als der Ausgang und ich den Analyzer noch weiter aufdrehen müßte, allerdings fängt der dann immer stärker an zu rauschen und ich seh nicht mehr so weit runter in den Keller. Daher bin ich fair und schlage die sichtbare Harmonische auf das Konto des Verstärkers. Resultat K3 = -69 dB bei 15 kHz, 10mVrms und 4 Ohm. Trotzdem mal eine kleine Überlegung wie unsäglich klein diese Spannung ist: 40dB+69dB=109dB. Ausgehend von 0dBVrms sind das lediglich grob 4 Mikrovolt RMS bei 45 kHz. Wäre dieses Fehlersignal akkustisch  noch von großer Bedeutung?

Diese Messung ist eine Anspielung darauf auf das Verhalten des Verstärkers bei äußerst leisen Musikpassagen. Nehmen wir mal einfach an ein CD-Signal mit 16 Bit Vertikalauflösung liegt innerhalb des Austeuerungsumfanges eines DAC mit bipolarem Ausgangsspannungsbereich von +/-2,5 Volt. Der DAC hat 2 hoch 16 nutzbare Stufen, das sind etwa 65500 Abstufungen, die sich auf (2,5V+2,5V)=5Volt aufteilen müssen. Die kleinste einstellbare Stufe ein LSB (least significant bit) beträgt daher 10/65500=76µV. Also bereits die kleinste darstellbare Einheit bei der angenommen Wandlerkonfiguration beträgt bereits etwa 76 Mikrovolt, feiner kann der DAC nicht stellen. (Ja ein 24 Bit schon, das nützt aber nichts, wenn das Vertikalformat in 16 Bit gespeichert ist). Nehmen wir nun mal an der Amp verstärkt mit etwa 26 dB, bei einer Ausgangsamplitude von 10mVrms. Der Scheitelwert (Amplitude) der Ausgangsspannung beträgt nun 10mV*1,41.. als ca. 14mV, das ganze dividiert durch den Verstärkungsfaktor von 20fach ergibt = 0,7mV Eingangsamplitude. Das wiederum multipliziert mit Faktor 2 (beide Sinushälften) ergibt 1,4mV. Diese 1,4mV dividiert durch das LSB 0,076mV das sind etwa 18 bis 19 "Quantelungen" oder Diskretisierungen wie man will. In Worten ausgedrückt der komplette Sinus am Eingang des Verstärkers bei einer extrem leisen Musikpassage läßt sich mit nur zehn vertikalen Stufen hinmalen, dieser grob quantisierte Sinus hat natürlich schon von alleine einen sehr hohen Klirrfaktor, der den des Verstärkers um ein Vielfaches übertrifft. Mit den Regeln der Signalverarbeitung läßt sich das nachrechnen mit Kentniss der Anzahl der effektiven Bits, ist mir aber jetzt zu blöd, so viel Vorstellungsvermögen sollte jeder haben. Hinzukommen noch die Linearitätsfehler der DAC Kennlinie, die nötigen Operationsverstärker am DAC Ausgang, die PSRR, Layoutprobleme, das Rauschen der Referenzspannungsquelle schon hat man eine für diese kleinen Signale nicht unbedeutende Fehkerkette.

Nimmt man jetzt noch Bezug auf die Frequenz von 15 kHz bei einer Samplerate von 44,1 kHz wird jetzt sehr schnell jeder feststellen, das auch die Horizontal Achse (also die Zeitachse) pro Abtastwert sehr stark gedehnt ist, besser gesagt um den ganzen Sinus darstellen sind nur etwa drei Abtastwerte pro Periode möglich. In anderen Worten das Eingangsignal ist fast schon ein Rechtsignal, daß dazu nur drei der 18 bis 19 mögliche Vertikalwerte pro Periode annehmen kann. Da Samplerate und Signalfrequenz nicht miteinander synchronisiert sind, nimmt das Quasirechteck natürlich fast zu jedem Sample-Zeitpunkt des Signalverlaufs eine andere der 18-19 möglichen Vertikalstellungen ein. Um Gotteswillen ich will hier nicht die CD schlecht reden, oder behaupten das funktioniere alles gar nicht richtig - es funktioniert natürlich, die Gesetze der Signalverarbeitung gelten weiterhin und sind meßtechnisch beweisbar. Sich jetzt aber mit Signalverarbeitungstheorie auszulassen geht zu weit.

Was ich damit sagen will, bei sehr sehr leisen Musikpassagen käme ein Löwenanteil des Fehlers sicherlich von der Signalquelle und nicht von einem rauscharmen Verstärker selbst, wobei die CD da funktionsbedingt schlechtere Karten hätte als z.B. ein Plattenspieler, aber das führt nur zu Diskussionen, solche Aussagen haben nur dann einen greifbaren Wert, wenn die Randbedingungen in beiden Systemen gerecht betrachtet werden. Dieser Verstärker hier hat jedenfalls mit sehr leisen Passagen keine nennenswerten Schwierigkeiten. In wie weit sich das alles tatsächlich subjektiv akustisch auswirkt ist mir vollkommen egal, hier steht eine rein objektive meßtechnische Diskussion im Vordergrund.

Hier als Nachschlag noch eine 10 kHz Messung bei -40dBVrms and 4 Ohm. Man könnte ja auf die Idee kommen, das der Verstärker ein großes K4 und K5 hätte, die die 15 kHz Messung dies durch die 50 kHz Grenze des Analyzers nicht darstellen kann. Selbstverständlich ist der Verstärker auch bei 10 kHz mit Betrachtung von K4 und K5 innerhalb des Anzeigeumfangs sauber. Auch die anderen Amplituden verlaufen ok.

Der Verstärker arbeitet selbstverständlich auch bei den üblichen Messfrequenzen von 1 kHz einwandfrei sauber - getestet. Nur macht es mit diesem Analyzer keinen Sinn mehr, man sieht keine Harmonischen - fertig. Im Zusammenhang mit der Messfrequenz ist zu wissen, daß eigentlich alle Audio Verstärker (da bin ich mir fast sicher) bei 1 kHz einen noch niedrigeren Klirrfaktor aufweisen als bei 15 kHz - das ist einfach durch die Verstärkertheorie gegeben. Er kann in der Größenornung sehr ähnlich sein, kann jedoch auch leicht um eine Zehnerpotenz niedriger sein.

Auch die Belastung wurde hier mit 4 Ohm gewählt, da eben auch in aller Regel gilt, mit höherer Belastung steigt auch der Klirrfaktor - ich will ja so messen, daß ich was sehe an Klirr, wenn jetzt noch die üblichen 8 Ohm gwählt wären wäre die Messung mit dieser Meßdynamik von knapp 90 dB aussichtlos.

Profis sehen sofort was los ist, die Messung der Slew Rate, der ansteigenden Flanke eines 10 kHz Rechteckes, hier wieder an 4 Ohm. Geben wir dem Verstärker mal eine Anstiegsgeschwindigkeit von 20 Volt/ 200 Nanaosekunden. Es ist die Ausgangsspannung noch gar nicht voll aufgedreht, da geht noch ein bisschen. Der Profi sieht auch sofort die Karre ist nicht nur schnell, sie ist im oberen Bereich des Amplitudengangs noch etwas zu offen, d.h. die Bandbreite ist sehr hoch, aber bei gleichzeitiger Phasennacheilung des Regelkreises, das spielt solange keine Rolle, solange es stabil bleibt und keine extremen kapazitiven Lasten angeschlossen werden. Der hohe Überschwinger läßt sich im Idealfall noch korrigieren oder am Eingang bandbegrenzen, die Anstiegsgeschwindigkeit würde sich bei Eingangsbegrenzung zwar reduzieren, wäre aber kein Handicap bei den hohen Geschewindigkeitsreserven.

hier die fallende Flanke, sieht schön ähnlich aus wie die steigende auch.

Nun die ersten Test der Bandbreite am Oszilloskop, durch die Bilder der Slewrate Messung war ich schon vorgewarnt, die Karre ist schnell und das ist gefährlich. Nichts desto trotz ich hab dabei den Kanal kaputt gemacht. Das ging so:

8 Volt RMS am Ausgang an 4 Ohm, mit voller Begeisterung auf die von DC bis 1 MHz zugesteuert, noch keinerlei sichtbarer Amplitudenabfall am Scope bei 1 MHz. Bei 1,3 MHz beginnt die Amplitude minimal zu steigen, bei 1,6 MHz noch mehr. Ich wußte schon was jetzt noch kommt, klar die Polstelle wird noch größer, aber ich wollte unbedingt wissen wo genau und vorallem wie hoch. Na ja bei 2,3 MHz erreicht sie ihr Maximum und bleibt stehen, ca. 30% Überhöhung - Jubel - kein Abgang. Das ist dann ein Unwohl und Glücksgefühl zugleich, die Kratwanderung zwischen Glück und Angst.

Natürlich wollte ich noch wissen wo die Amplitude jetzt endlich mal absackt - fällt dann steil ab - bei etwa 2,6 MHz hatte sie noch ca. 50%. Genau dann machte ich den Fehler, anstatt die Amplitude runter zu drehen, drehte ich die Frequenz wieder zurück und fuhr ein zweites Mal in die Polstelle rein. Die Transitoren waren mittlerweile durch die hohe Frequenz stark warm geworden (die sind bei der Frequenz halt mehr auf als zu, enormer Querstrom im Verhältnis zur geringen Last). Was dann passiert ist dem Profi auch klar, der thermische Durchbruch der Endstufe, der Transitor wird innerhalb vielleicht einer 1-2 µs schlagartig leitend, diese thermische Mitkopplung geht rasend schnell vor sich und entweder die Bonddrähte schmelzen zuerst oder das Silizium Kristall verschmilzt durch die enorme Energiemenge -Aus- Ich muß sagen der Lärm der blärrenden Transitoren kurz vor dem Ende ist schon ein bösartiges, leicht infernalisches surrendes Geräusch - der Hilfeschrei einer Endstufe. Besonders der Trafo macht gut Geräusche bei hohem Strom. Aber auch die Transitoren, die sind am lautesten mit viel Strom bei etwa 4 kHz.

Na ja was soll's, ich wollt's halt wissen, die Kompensation und den Eingangsfilter noch überarbeiten, Bandbreite etwas zumachen - das übliche halt. War ein Fehler von mir, hätte halt früher aufhören sollen mit dem Heizen - selber Schuld. Zwei defekte Endstufentransistoren und noch ein Widerstand, und ein Treiber, die Schmelzsicherungen - nichts besonderes - zwei Stunden Arbeit - und er läuft bald wieder, der Rest geht noch. Was nur nervt ist, daß so innerhalb von sagen wir mal in 1 Millisekunden etwa 25 Euro den Bach runter gegangen sind - was soll's gibt schlimmeres - freue mich lieber über die hohe Bandbreite, die dann nach der Korrektur irgendwo bei 1 MHz liegen wird, für bipolare Transitoren ein ordentliches Ergebnis.

25 Euro/1 Millisekunden das wäre ein guter Stundenlohn, 25000/sek.  oder 90 Millionen Euro pro Stunde - Hut ab, es gibt aber welche die würden das einen ganzen Tag durch stehen, einfach unglaublich.

Nach der Reparatur geht's weiter.

Stand vom 23. April 2005:

die Endstufe wieder repariert, etwas am Layout geändert, geht alles wieder - Feierabend für heute.

Stand vom 24. April 2005:

so jetzt mal wieder schrauben nach der Repariererei. Was etwas nervte war der Überschwinger in der Rechteckantwort, mal sehen was sich machen läßt, oft genügen ein paar Picofarad an der richtigen Stelle.

Nach der Korrektur die Rechteckantwort bei 110 kHz an 4 Ohm. Ist nun deutlich besser als zuvor. Der Überschwinger ist weg, die hohe Polstelle im Amplitudengang auch.	Die steigende Flanke bei der 110 kHz Messung. Er schwingt noch mit kleinen Überschwingern ein. Die positive slew rate trotz dieser kleinen Aussteuerung ca. 4V/50ns, entspricht ca. 80 Volt/µs.	die fallende Flanke der 110 kHz Messung, hier sind noch Reste des Überschwingers erkennbar. Negative slew rate ca. -100V/µs.

Zur Bandbreite ist zu sagen, sie läßt sich je nach gewählter Kompensation ordentlich frei wählen. Momentan ist sie eingestellt auf ca. 1,5 MHz jetzt ohne Überschwinger im Amplitudengang. Der Verstärker hat keine dominante Polstelle in den Korrekturmaßnahmen erhalten, daher ist die Bandbreite ist bei diesem Exemplar besonders abhängig von den Last- und Amplitudeneinstellungen. Ich habe schon eine Kompensation gefunden, bei der bei kleinen Aussteuerungen 4-5 Volt an 4 Ohm sogar 3,3 MHz Bandbreite möglich sind ohne besonders hohe Polstelle im Amplitudengang, allerdings fließt bei diesen Frequenzen viel Querstrom durch die Gegentaktendstufe, der Trafo macht dann schon wieder deutliche Geräusche, in diesen Frequenzbereichen ist einfach das Limit von bipolaren Audio Leistungstransistoren erreicht. Zu bedenken ist auch, der Verstärker hat ca. +/-66 Volt DC Versorgung ist daher idealer ausgelegt für 8 Ohm. Die 66 Volt sind schon relativ hoch und das bedeuted jedes Ampere mehr Querstrom bei hohen Frequenzen oder zunehmender Laststrom in den Endstufentransistoren heizt diese stark auf und reduziert damit die gefahrenfreie Entnahmemöglichkeit. Ich bin vorsichter geworden im Anlegen hoher Amplituden bei hohen Frequenzen, das machen die Transistoren in Verbindung mit dieser hohen Betriebsspannung nicht lange mit. Momentan habe ich im Verstärker keinerlei Schutzvorrichtungen gegen Überlastung eingebaut, ich werde es bei diesem Experimentalverstärker auch nicht mehr tun, der Aufwand dazu ist mir zu hoch, eine komplette Neukonstruktion wäre dann die bessere Lösung.

Der Verstärker würde bestimmt z.B. 55 Volt peak peak an 4 Ohm bei 1 MHz packen (etwa 100 Watt rms), sehr wahrscheinlich aber nach ein paar Sekunden das jähe Ende für die Transitoren bedeuten. Mit Audiofrequenzen geht das natürlich noch, das ist ja auch die gedachte Anwendung und kein Mittelwellensender.

Erste Versuche zum Dämpfungsfaktor an 4 Ohm wurden unternommen. Ja was soll ich sagen, im Audiofrequenzbereich kann ich keinen mehr mit mit genauer Meßsicherheit messen. Der Lastwiderstand läßt sich bei aufgedrehter Amplitude an und abklemmen wie man will, das angeschlossene AC Voltmeter 3457A bleibt davon nahezu unbeeindruckt. Das einzige was mich störte sind sind die wackelnden Bits der letzten 2-3 Stellen, was die Messung unsicher macht, ich muß einen Generator verwenden mit höherer Amplitudenstabilität.

Stand vom 25. April 2005:

Experimente mit verschiedenem Ruhestrom und Offsetabgleich.

Stand vom 26. April 2005:

noch einmal nachgemessen, der Dämpfungsfaktor ist bei 10 kHz tatsächlich mehrere zehntausend, gemessen allerdings direkt an den Punkten an denen die Regelung ansetzt, die Messung an den Ausgangsklemmen würde hauptsächlich das Leitungsstück zwischen den Bezugspunkten der Regelung und den Klemmen messen. Selbst wenn dieses Leitungsstück nur 1 Milliohm beträgt, so reduziert sich der maximale Dämpfungsfaktor auf 4 Ohm/0.001 = 4000. Von dem was realistisch noch an der Schwingspule ankommt mal ganz zu schweigen, ist das nur noch ein Bruchteil dessen was die Regelung tatsächlich kann. Mit passiver Weiche sind die effektiven Dämpfungsfaktoren niedrig, mit aktiver Lösung liegt der größte Teil der Dämpfung in der Lautsprecherleitung, siehe dazu hier. Mich interessiert der DF der Regelung und nicht der der internen Drähte. Kleine DF zu messen ist leicht, aber ein DF in diesen genannten Dimensionen mit der gezeigten Methode schwierig meßbar, es geht hierbei um die Differenz von ein paar wenigen 10-100 Mikrovolt AC, das ist ein Anspruch an die Messtechnik. Hinzukommt, daß die Amplitude des Generators nie ganz exakt still steht und das DMM auch auf den letzten Stellen springt, was eine starke Unsicherheit in die Messung bringt, besonders aber der Generator. Beispielsweise betrug eine Messung bei 10 kHz ohne Last ca. 19,94085 Volt RMS - kurz die 4 Ohm angesteckt sinkt sie auf ca. 19,94056 Volt RMS. Die AC Differenzspannung beträgt nur 290 Mikro Volt bezogen auf 20 Volt, das wären vergleichsweise etwa 1 LSB bei 16 Bit.

Der Dämpfungsfaktor beträgt in diesem Beipiel 68760 mit 10 kHz an 4 Ohm bei 100 Watt RMS.

Zusammenfassend läßt sich sagen der Dämpfungsfaktor ist ausreichend hoch, oder wie ich lieber sage: der dynamische Innenwiderstand gering genug. Bei diesem Verstärker sollte der dynamische Innenwiderstand den Ansprüchen genügen, er zeigt die dynamische Qualitäten des Regelkreises.

erste Versuche mit kapazitiver Last: der Verstärker ist immer noch nicht optimal kompensiert, zeigen erste Versuche mit kapazitiver Last parallel zu den 4 Ohm oder auch alleine. Ein 400 Volt 0,22µF Folienkondensator direkt an den Ausgangsklemmen macht dem Teilchen noch nicht besonders viel. Egal bei welcher Last bis zu 100 kHz getestet, der Verstärker bleibt stabil. Ein Tribut noch an die Reste der immer noch leicht vorhandenen Polstelle, die Ausgangsamplitude steigt beim Zuschalten des Kondensators am Oszi betrachtet leicht an. Dem Regelkreis fehlt es in den hohen Frequenzbereichen an Phasenreserve, das muß man ganz klar sagen, da er oben rum noch ziemlich offen ist. Nun ja ein 0,22µF Folienkondensator und stabil bei 100 kHz und voller Amplitude ist schon mal nicht schlecht. Allerdings gibt's noch härteres, da genügen bereits 2,2 Nanofarad Silver Mica Kondensator, keine Chance mehr, der Verstärker fängt an zu oszillieren ob mit oder ohne Last (nicht kaputt gegangen, keine Angst). Der Silver Mica ist ein Kondensatortyp gebaut für Hochfrequenz. Seine Resonanzfrequenz liegt vergleichsweise hoch, daß bedeuted er ist bis in hohe Frequenzen hinein als Kondensator wirksam. Der Regelkreis reagiert mit dieser Kapazität am Ausgang mit Verlust an Phasenreserve (das war zu erwarten anhand dem bisher beobachteten) und die Oszillationsbedingung ist erfüllt.

Den Verstärker schnell zu machen ist einfach, ihn auch stabil zu bekommen ist nicht mehr ganz so einfach, daß dazu die Messwerte stimmen nochmal die harte Steigerung - das ganze aber auch noch in Kombination mit kapazitiven Lasten ruhig zu stellen - na dann Gute Nacht - das ist die Krönung auf dem Achttausender. Diesen seltenen Sonderstatus wird dieser Versuchsverstärker nicht erlangen, dazu sind ein paar schaltungstechnische Voraussetzungen nicht gegeben.

Stand vom 30. April 2005:

den Frequenzgang nochmal leicht verändert und weitere Messungen durchgeführt.

Den Dämpfungsfaktor noch einmal nachgemessen bei 10 kHz, tatsächlich Größenordnung 60000 bis 70000 an den Regelungspunkten des Verstärkers.

Welchem Innenwiderstand entspricht das? einem dynamischen Innenwiderstand von nur 58µOhm bei 10 kHz.

Wenn man diesen Vergleich stellen darf, dann hat dieser Verstärker bei 10 kHz einen dynamischen Innenwiderstand vergleichbar mit einem 1,5mm² starken Draht, der eine Länge von von nur 1.444 Millimetern hat. Dem Wunschdenken des verstärkenden Drahtes ein Stück näher gekommen.

Leider so schön die Messungen und die Berechnungen die Qualitäten dieser Regelung zeigen, verliert der effektive Dämpfungsfaktor an den Lautsprecheranschlüssen gemessen doch enorm an Größe. Es sind nun mal leider Drähte notwendig um den Saft nach außen zu führen, selbst wenn die Regelungspunkte von außen direkt zugänglich wären, Du brauchst auch bei einer aktiven Lösung immer noch ein Stück Leitung um die Schwingspule anzuschließen (von einer passiven Weiche rede ich erst gar nicht). Eine Senseleitung würde helfen, klar, aber schon mal darüber nachgedacht, daß die Regelung dann den Spannungsabfall verursacht am frequenzabhängigen komplexen Widerstand der Leitung ausregeln muß? Das ist eine sehr harte Forderung, hier geht es nicht um ein einfaches DC Netzteil mit Sense, nein der Amp muß das voll dynamisch über seine gesamte Bandbreite beherrschen, und mit steigender Frequenz wird dieses Ausregeln immer schwieriger - bzw. bei größerer Länge bald unmöglich. Folge davon, in vielen Fällen muß die Regelung zuvor in ihrer Leistungsfähigkeit zusammenkastriert werden um nicht selber anzufangen zu oszillieren. Da die Regelung nun zusätzliche Impedanzen innerhalb der Regelstrecke hat, wird sie dadurch auch nicht besser. So ist das nun mal im bösen Leben, den Vorteil einer Lösung kauft man sich fast immer mit einem anderen Nachteil wieder ein. Ich will jetzt hier nicht diskutieren ob Sense Leitungen gut - schlechter - böse - Quatsch - oder toll - sind, nein das wäre eine sinnlose Diskussion ohne gerechterweise die Randbedingungen der jeweiligen Anwendungsfälle genauestens betrachtet zu haben. Macht keinen Sinn, es gibt kein besser oder schlechter, muß immer im Einzelfall genau betrachtet werden, bevor man sich anmaßen sollte eine Wertung zu treffen.

Messung Innenwiderstand an den Lautsprecheranschlüssen:

Messung zeigt den dynamischen Innenwiderstand des Verstärkers bei ca. 5,9 Vrms an 4 Ohm, gemessen an den Ausgangsklemmen des Verstärkers.

Messung zeigt den Betrag des Dämpfungsfaktor bei ca. 5,9 Vrms an 4 Ohm, gemessen an den Ausgangsklemmen des Verstärkers.

Deutlich zu sehen wie sogar ein verwendeter dicker Draht den ursprünglichen niedrigen Innenwiderstand zusammenprügelt, wobei die Werte immer noch hoch sind.

Messung des Bodediagramms 20 Hz bis 3 MHz:

Messung zeigt den Amplitudengang. Bandbreite von 3 MHz, linearer Verlauf, keine dominierende Polstelle

Messung zeigt den dazugehörigen Phasengang, hält bis in höhere Frequenzen lange eine Phasenverschiebung nahe Null Grad.

Genutzt wurde ein 3475A Gain Phase Meter, es kann gleichzeitg Verstärkung und Phase bis 13 MHz darstellen. Der Amplitudengang verläuft bis in hohe Frequenzbereiche glatt und linear, die -3dB Bandbreite beträgt 3 Mega Hertz. Das Meter hat eine Amplitudenauflösung von 0,1 dB, einmal fällt die Verstärkung von 27,4 dB auf 27,3 dB und steigt wieder auf 27,4 dB - es ist durchaus möglich, daß dies an einer Messungenauigkeit des Meters liegt, schließlich beträgt die kleinste mögliche Auflösung lediglich 0,1 dB. Bei Messwerten an denen das Display zwischen zwei Zehntel Anzeige geschwankt hat, ging ein 0,05 als Meßwert ein. Die Messung ist handvermessen und dauert über eine Stunde, als Ausgangsamplitude sind nur 3 Vpp eingestellt - aus Sicherheitsgründen - ich mag nicht nochmal den Verstärker reparieren. Es wäre nicht so angenehm ihn beispielsweise für 25 Minuten lang im Megahertz Bereich an 100 Watt stehen zu lassen, das war mir thermisch jetzt einfach zu riskant. Durch kurzes Antesten bei höherer Amplitude läßt sich sagen, die Bandbreite verläuft ähnlich. Anzumerken bei dieser Messung ist noch, der verwendete Lastwiderstand ist im MHz Bereich ungeeignet, stand jedoch gerade zur Verfügung, er beginnt über 100 kHz induktiv zu werden, weit darüber hinaus kommt irgendwann wieder die parasitäre Kapazität ist Spiel und dreht die wieder Impedanz zurück.  In der Realität können die angeschlossenen Lasten ähnlicher Natur sein, eher induktiv als kapazitiv, hauptsächlich durch Lautsprecherleitungen, in diesem Fall sind Lautsprecherleitungen nützlich, besonders dann wenn z.B. auf dem ersten Meter, die beiden Leiter auseinandergezogen sind. Eine Messung mit geeigneterer ohmscher Last wäre interessant. Trotzdem hat die Messung klare Aussagekraft über die hohe Bandbreite, die 3 Mega Hertz und der glatte Amplitudenverlauf sind ein deutliches Ergebnis. Die Messung geschah mit dem 1 Meter Cinch Kabel und dem Lautstärke Potentiometer in ganz aufgedrehtem Zustand.

Messung des Amplitudengang 20 Hz bis 100 kHz

Messung zeigt den Amplitudengang im erweiterten Audiofrequenzbereich von 20 Hz bis 100 kHz. Ein sehr linearer Verlauf, keine dominierende Polstelle, nur stetig fallend.

Messung zeigt den Amplitudengang 20 Hz bis 100 kHz ausgedrückt in dB, die nominale Verstärkung beträgt 27,31 dB.

Gemessen wurde mit zwei HP 3457A Multimetern und dem Generator mit niedrigem Klirrfaktor und zusätzlich stabiler Ausgangsamplitude. Die Messung wurde von Hand durchgeführt und dauerte weit über 1 Stunde, deswegen wurde auch eine moderate Ausgangsleistung gewählt um die Kühlkörper nicht zu sehr warm werden zu lassen. Es wurden immer mehrere Meßwerte genommen und pro Frequenz gemittelt.  Einzelne Ausreißer der Meßwerte "nach oben oder nach unten", die bei der kleinen verwendeten Frequenz-Schrittweite keinenfalls sein können wurden nachträglich linearisiert. Die Linearität des Verstärkers hat bereits den Genauigkeitsbereich der Meßinstrumente erreicht, die Messung ist somit zunehmend schwierig geworden.

Messung des Phasengang 40 Hz bis 100 kHz

Gemessen wurde mit einem Krohn-Hite 6500A Präzisionsphasenmesser mit hoher Auflösung von 0,01 Grad und dem klirrarmen Generator als Signalquelle. Als Eingangsamplitude wurde ein Spannungswert gewählt, bei dem der Phasenmesser beginnt ausreichend präzise zu arbeiten. Bei ganz aufgedrehtem Lautstärkepotentiometer ergab dabei eine Ausgangsspannung von ca. 10 V peak peak.

Stand vom 20. Mai 2005:

Messung des Klirrfaktors mit höherauflösendem Meßsystem:

Das Problem an der Klirrfaktormessung war bisher der begrenzte dynamische Bereich des Spektrumanalyzers. Ein Meßsystem bestehend aus einer Soundkarte und einem PC kann höher auflösen. Verwendet wird eine Terra Tec 2496, sie hat einen 24 Bit ADC, der maximal mit 96 kSample/sec. aufzeichnen könnte. Die Software jedoch beschränkt sich auf 16 Bit vertikal und 44,1 kSample/sec. Damit lassen sich etwas mehr als 20 kHz noch sinnvoll messen.

Die Software Gast Vampir wurde mit LabView erstellt, das Programm ist selbstgeschrieben und in der Darstellung auf die Bedürfnisse der Messung angepaßt. Ich kann nur jedem mit Interesse an Programmierung nahelegen sich mit LabView von National Instruments zu beschäftigen, es lohnt sich wirklich, die Möglichkeiten sind für viele Berufe sehr interessant.

• mehrere Abtastraten einstellbar

• die Darstellung ist wählbar zwischen linear, in Voltage peak dekadisch und Volt Dezibel peak.

• Als Kontrolle für den genutzten Aussteuerungsbereich dient eine Balkenanzeige, die die Prozentzahl der genutzten Bits anzeigt, ebenso gibt sie den maximal ausgesteuerten Bit Wert des ADC's aus, damit läßt sich leicht der ADC genau in dem Bereich betreiben, in dem er noch am linearsten ist. Bei dieser Karte entsprechen 65536 Bits dem Aussteuerbereich von ca. +/-3 Volt, d.h. bei einer Anzeige von 32768 ist der Wandler voll ausgesteuert. Die vertikale Skalierung des Karteneingangs wurde mittels eines 3457A auskalibriert.

• Berechnung entweder als FFT (fast Fourier Transformation) oder DFT (diskrete Fourier Transformation), die DFT erlaubt eine beliebige Einstellung der Sample Dauer, benötigt aber erhöhte Rechenleistung.

• Mittelwertbildung der Spektren, kontinuierliche Anzeige, verschiedene Fensterfunktionen

• THD und THD+Noise Meßmöglichkeit, Scope Funktion, RMS Meter, Peak Meter.

Die Programmierung beschränkt sich auf die klassiche Fourier Transformation, daher ist sie nur geeignet für stationäre, periodische also zeitlich unveränderliche unendliche lange Signale. Bei veränderlichen Signalen liefert sie fehlinterpretierbare, falsche Ergebnisse, dieser kleine scheinbar unwichtige Hinweis ist einer in der Elektrotechnik aus Unwissenheit am häufigsten gemachter Fehler. Die Fourieranalyse ist nicht nur eine der häufigsten angewandten Methoden der Elektrotechnik, sie ist auch eine der am häufigsten missverstandenen Methoden zugleich.

Zunächst sollte zuerst die Qualität der Quelle und des Meßsystems untersucht werden. Die Messung zeigt am ADC angeschlossen den Generator . An ihm wurde eine Frequenz von 1499,126 Hertz mit einer Amplitude von +4,649 dBVpeak eingestellt - das sind 1,708 Volt peak.

Eingestellt wurde eine Meßzeit von 1 Sekunde, das ergibt 44100 Meßwerte pro Messung, daraus resultiert eine Frequenzauflösung ("BW") von 1/Meßzeit = 1 Hertz. Diese 1 Sekunden Messung wurde 105 mal ("Ist") durchgeführt, das Ergebnis dabei als gleitender Mittelwert immer mit den vorhergehenden Messungen gemittelt. Die reine Meßzeit betrug somit 105 Sekunden. Bei 500 Sekunden ("Soll") hätte die Messung automatisch gestoppt. Resultat einer lang andauernden Mittelung sind eine hohe Unterdrückung nichtperiodischer Signale, z.B. weißes Rauschen. Alle streng periodischen Signale werden durch Mittelwertbildung nicht beeinflußt, das sind das sinusförmige Nutzsignal und die Störsignale z.B. Harmonische, Netzfrequenzen, die dieser Analyzer zeigen soll.

Aufgelistet sind auch die einzelnen Harmonischen z.B. K2 die zweite Harmonische bei 2998,26 Hertz mit einem absoluten Pegel -108,169 dBV peak. Der relative Pegel für K2 bezogen auf die Grundwelle beträgt somit 4,649 dB plus 108,169 dB = 112,818 dBc. Die zweite Harmonsiche ist somit 112 dB kleiner als das 1500 Hz Nutzsignal, das "c" im dBc bedeuted "dB-center" und ist der Hinweis, die DezibelAngabe bezieht sich relativ zur Grundwelle K1 (1500 Hz).

Werden nun fünf Harmonische (K1-1499 Hz, K2-2998 Hz, K3-4497 Hz, K4-5996 Hz und K5-7495 Hz berücksichtigt) nach der Klirrfaktor Gleichung, so errechnet sich ein Klirrfaktor von 0,00041 %. Mit ausreichender Genauigkeit genügt hier fünf Harmonische, da die Harmonischen mit höchster Amplitude erfasst sind, Harmonische mit sehr kleinen Pegeln verändern das Rechenergebnis nur kaum noch. Die Aussagekraft des einzelnen Störpegels ist jedoch immer höher als der berechnete Gesamtklirrfaktor, dieser ist sozusagen nur eine "Zusammenfassung der Nichtlinearitäten in eine einzelne Zahl".

Das zweite berechnete Ergebnis ist der Total Harmonic Distortion + Noise, also Klirrfaktor, plus nicht harmonsiche Störsignale, plus allem Rauschen. Diese Zahl ist grundsätzlich ein "Eiertanz". Bei der Programmierung habe ich den THD+N hier so definiert, daß auch der DC-Offset in die Rechnung mit eingeht, das kann man tun oder auch lassen, hier hätte ich es lieber lassen sollen. Die höchste Störkomponente in der DFT ist hier der DC Anteil mit -84 dBVpk, er bestimmt maßgeblich den THD+N zusammen mit den Netzfrequenzen. Der THD+N ist aber immer größer als der THD.

Der ADC wurde hier zu 61,86 % ausgesteuert das entspricht dem genutzten Bitbereich von ca. +/-20269 Bit von +/-32768 Möglichen, (der unwesentliche Offsetfehler des ADC ist hier in dieser erklärenden Betrachtung nicht mit berücksichtigt).

Alle 22,68 Mikrosekunden steht ein abgetasteter Meßwert zur Verfügung.

Eine Fensterfunktion ist nötig, da das Singal nicht unendlich lange abgetastet werden kann. Sie mindert eine spektrale Verschmierung des Spektrum (bitte in Fachliteratur nachlesen, das zu erklären geht sonst ewig).

Trotzdem ein kurzer Versuch: die Fourier Transformation behandelt den gewählten Ausschnitt der eingestellten Meßzeit als eine unendlich lange periodische Funktion. Dazu hängt sie den Meßabschnitt immer wieder und wieder aneinander. Wo liegt da nun das Problem? Genau an den Stoßstellen der einzelenen aneinander gehängten Abschnitte, die Übergänge sind nicht flüssig. Der gewählte Zeitabschnitt hört plötzlich irgendwo innerhalb der Funktion auf und der Anfang, der wieder ans Ende gesetzt wird fängt irgendwo undefiniert an. Das Ergebnis sind unstetige Stellen, Sprünge, die mal kleiner oder auch groß sein können. Die Fourier Transformation interpretiert diese in Realität nicht vorhandenen Sprünge als Teil des unendlich langen Signals, die Sprünge werden daher als hohe Frequenzanteile im Ergebnis angegeben - so entsteht eine Verschmierung des Ergebnis. Um diese Sprungstellen zu unterbinden sollte der zu messende Teilabschnitt so gewählt werden, daß die resultierende unendliche Singalfolge keine Stoßstellen zwischen Anfang und Ende aufweist, in der Praxis eigentlich sehr schwer machbar. Nun geht man hin und führt ein Fenster ein, dieses Fenster bewertet die Anfänge und Enden des zu messenden Zeitabschnittes stark bedämpft, so daß enstehende Stoßstellen kleiner werden und in die Wertung des Gesamtergebnis geringfügiger einfließen. Die Art und Weise wie zu den Anfängen und Enden hin gedämpft wird geschieht mittels einer mathematischen Funktion, der Fensterung. Würde es gelingen, die Anfänge und Enden exakt gleich und fließend zu wählen, könnte auf eine Fensterung verzichtet werden.

Gewählte Fensterung das "Blackman Window". Für genaue Amplitudenmessung wäre z.B. das Flat Top gut geeignet und eine gute Wahl gewesen, für allgemeine Anwendungen Haning, prima für Messen von Harmonischen direkt am Träger z.B. Kaiser-Bessel, Rectangular gut für fast gleiche Frequenzen mit ähnlicher Amplitude. Jedes Fenster hat Vor- und Nachteile, getested habe ich viele davon - die Unterschiede waren bei einem Sinussignal minimal, auch die langen Messzeit läßt die Unterschiede geringer werden. Die Wahl des Fensters auf die Rechenzeit ist jedoch schon vorhanden, ein 7 term Blackman-Harris hat sehr hohe Dynamikauflösung benötigt aber mehr Rechenpower. Bei der benutzten 2600er Maschine laufen sie alle. Wie gesagt, die Unterschiede sind in Kombination mit diesem Signal nicht gravierend.

Ergebnis der Quellenuntersuchung: die Quelle ist bei der gefundenen Einstellung noch besser als das Meßsystem selbst. Die Harmonischen die das Bild zeigt ist die Nichtlinearität des ADC's und der dazugehörigen Eingangsverstärkerschaltung, sie entspricht in etwa der üblichen Wandlerspezifikationen dieser Typen von ADC's. Getestet wurde die Soundkarte auch mit noch klirrärmeren Sinusgeneratoren, das Resultat ist ähnlich, sichtbar sind hier maßgeblich die Harmonischen der Karte - über etwa -110 dBc bei 1,5 kHz kann man nicht meckern und zufrieden sein.

Warnung: Soundkarten sind keine Meßinstrumente. Sie sind ausgelegt für Audiosignale mit entsprechenden Pegeln bei entsprechenden Frequenzen, werden diese eingehalten steht einer Nutzung als Meßinstrument nichts im Wege. Genau darin liegt aber das Problem, wie schnell ist es passiert, man macht einen Fehler vergißt beispielsweise den Abschwächer am Verstärkerausgang richtig zu stellen, gleichzeitig stehen noch z.B. 10 Volt peak peak an und man legt diese an den Eingang an, man braucht sich nicht zu wundern, wenn dann entweder die Soundkarte oder sogar auch noch der ganze PC kaputt geht. Wobei die Karten sicherlich unterschiedlich geschützt sind, die einen mehr die anderen vielleicht weniger oder vielleicht sogar gar nicht - man weiß es einfach nicht, ohne sich explizit mit der Karte auseinander zu setzen. Externe zuvor nicht direkt an der Karte ausgetestete Schutzschaltungen sind daher dringend zu empfehlen.

Falls Interessierte mit einer Soundkarte selber messen (Programme dazu gibt es viele am Markt) und etwas geht dabei kaputt sollen sie bitte weder mir noch dem Soundkartenhersteller irgendeinen einen Vorwurf machen, es sind Soundkarten und keine Meßsysteme. Selber schuld.

Ich selbst gehe an diese Messungen mit dem nötigen Respekt, genügend Zeit und entsprechender Vorsicht heran, alleine schon um diese exzellent arbeitende, sehr zu empfehlende Soundkarte nicht zu verlieren.