| Es ist ein Buck
(Abwärts)
Regler, der aus einer hohen gleichgerichteten Spannung auf eine
kleinere
unter 20VDC mit ca. 3-5 Watt wandeln soll. Berichte über die
Funktionsweise eines Abwärts-Reglers finden sich im web oder hier. Der Aufbau erfolgt auf Kupferleiterplatte, das ist eine elektrisch vorteilhafte Methode, die stets einen sehr schnellen Wechsel der Bauteile ermöglicht. Vorteilhaft ist auch, dass bequem an allen Potentialen gemessen werden kann. Schaltungen auf einem Steckboard aufzubauen ist oft unpraktikabel und dazu noch für die schnellen transienten Signale und Ströme eines Schaltnetzteils ungeeignet. Auf fertigen Leiterplatten zu evaluieren ist meistens auch nicht sinnvoll, früher oder später gehen die Leiterbahnen und Lötaugen kaputt, außerdem viel schwieriger und zeitaufwendiger als mit den hier gezeigten Methoden. Die beiden baulich zu großen Ringkernspulen sind selbstgewickelt und dienen der raschen Evaluierung, selten hat man gleich zu Beginn der Arbeiten eine passende Induktivität zur Hand. Spätestens jetzt ist ein Induktivitätsmessgerät von Vorteil. Normalerweise sollten schnelle transiente Messungen mit den Tastköpfen direkt am Objekt gemessen werden, also ohne Krokoklemme, d.h. die Tastkopf Masse direkt vorne am Spitzenbereich an der Schaltungsmasse verbinden; aber so weit ist man zu Anfang noch nicht. Als Last dienen einfache Lastwiderstände. |
| Benutzt wird hier
ein Picoscope USB Oszilloskope, mit zwei 25MHz, 8Bit
Kanälen mit einem eingebauten 8Bit Arbitrary Waveform Generator.
Es ist ein kleineres Modell, preiswertes Gerät mit guter Genauigkeit, Speichertiefe und Abtastrate. Vorteilhaft sind die leichte Speicherbarkeit der Messungen
und
auch z.B. der Betrieb bei langsamen Zeitbasen, beispielsweise
verfügt es über eine Einstellung von 1000 Sekunden/Div. Es
ist somit eine ideale Ergänzung zu analogen Oszilloskopen oder
auch zu anderen Digital Oszilloskopen. Die Versorgung erfolgt auschließlich aus dem USB Port des Computers heraus, d.h. mit einem Labtop am Akku betrieben lassen sich potentialfreie Messungen machen. Dadurch kann es auch als Niederfrequenz Differenztastkopf betrachtet werden. Aufpassen muss man trotzdem, da die Mess-Masse des Scope mit der USB-Masse gemeinsam ist, diese wiederum ist oft auch bei PC's/Laptops entweder mit dem Gehäuse verbunden und manchmal auch mit dem Schutzleiter. Bei meinem Labtop/USB-Scope beispielsweise besteht eine 1 kOhm Verbindung zwischen Schutzleiter und der Mess-Masse am Eingang, wo auch immer diese eingebaut ist. Bei der Nutzung mit Labtop als potentialfreie Masse sind daher vorab die galvanischen Verhältnisse zu prüfen und auch darauf zu achten "wo man das Labtop hinstellt", das Labtop sollte ohne Ladegerät betrieben werden und galvanisch getrennt und auch elektrisch-isoliert vom Schutzleiterpotential aufgestellt werden, d.h. z.B. auch nicht auf ein Metall Messgeräte Gehäuse stellen ohne isolierende Unterlage. Unter der Betrachtung höherfrequenter Signale ist zu beachten, durch die Verbindung bis in den Labtop hinein entsteht eine floatende parasitäre Kapazität mit der Mess-Umgebung, die es von der Signalquelle aus gesehen "mitzutreiben" gilt oder dadurch einkoppelt, in diesem Bereich sind echte Differenztastköpfe im Vorteil. Der größte Messbereich liegt bei +/-20V, der maximale spezifizierte geschützte Eingangsspannungsbereich liegt bei 100V, viele Oszilloskope liegen bei 250Vp-600Vp, je nach Modell und Baujahr. Mit ein bisschen Nachdenken über sein Tun läßt sich dieses Gerät vielfältig verwenden. |
| Betrieben wird die
Schaltung als Einweggleichrichtung, d.h. nur einer einzelnen
Diode
zur Gleichrichtung der Netzspannung, erkennbar an der Periode von
20ms,
entsprechend der 50Hz Netzfrequenz. Die Eingangsspannung wurde hier so klein gewählt, dass die Ausgangsspannung gerade noch in Regelung bleibt. Wird sie noch weiter verringert, sind die Wellenformen in der Ausgangsspannung zu sehen, wird sie noch weiter verringert, wird im Controller der UVP (Under Voltage Protection) aktiv und die Ausgangsspannung deaktiviert. World-wide Input bedeutet, die Schaltung sollte an jeder landesüblichen AC Steckdose betreibar sein, auf jedem Kontinent. Üblicherweise sind das Spannungen von ca. 85V ACrms bis ca. 265V ACrms. Möchte man die 85V erreichen, ist die Kapazität der Eingangskondensatoren für diese Spannung ausreichend groß zu dimensionieren. Ist die Kapazität zu niedrig, so sinkt in den Entladezeiten der Elkos die Spannung zu sehr in dieses "Tal" hinein ab und die Ausgangsspannung reagiert dabei mit Welligkeit. |
| Hier ist die
Schaltung betrieben an einer höheren gleichgerichteten Spannung
von 330VDC, mehr habe ich noch nicht aufgedreht, da die
Eingangskondensatoren nur eine Nennspannung von 350V aufweisen.
Deutlich zu sehen wie der Eingangsstrom von 800mAp auf 300mAp
zurückgegangen ist. Die Größe der Eingangskapzität
ist bei den hohen Spannungen weniger das Problem, hier ist die
Spannungsfestigkeit von Bedeutung. Mit dem USB Scope lassen sich die Achsen leicht skalieren, der blaue Kanal wurde in seiner Skalierung und der Einheit an die Stromzange angepaßt, der rote Kanal der die gleichgerichtete Spannung misst wurde mit einem 1:100 Tastkopf betrieben und die Skalierung angepasst. Leider verfügt das Scope über keine Möglichkeit der vertikalen analogen +/-DC Verschiebung an seinem Eingangskanal, dann hätte der volle Wandlerbereich genutzt werden können, über dieses Feature verfügen manche der größeren Scope Modelle, ist aber nicht schlimm. |
Bei dieser
Schaltung verwenden die gleichgerichtete Eingangsspannung und die
Ausgangsspannung
die gleiche Masse, damit lassen sich beide Spannungen leicht auf
einem
Oszilloskop darstellen. Die Spikes entstehen durch die schnellen
Schaltereignisse in der Schaltung, um diese richtig zu messen,
sollte
die Tastkopfanbindung besser mit direkter Masse
ausgeführt sein, ohne die
"Unbekannte" der Induktivtiät der Leitung der Krokoklemme,
ist hier aber noch nicht interessant.Dual Beam Scope MesstechnikEin kleiner Ausflug - benutzt wird hier ein 7844 Dual Beam Oszilloskop mit zwei Strahlsystemen, dessen herausragende Eigenschaft die zweite unabhängige Zeitbasis ist, die vollkommen frei von der ersten getriggert werden kann - mit anderen Worten das 7844 ist ein Modell mit zwei Oszilloskopen in einem Bildschirm.
Ein weiteres Problem mit dem Dual Trace Oszilloskop wäre: selbst wenn beide Signale ein gemeinsames Vielfaches der Frequenz zueinander hätten und damit ein stillstehendes Bild möglich wäre und man triggert dann auf die Eingangsspannung, so muss die Ausgangsspannung mit dem Faktor 1:1000 (5µs/5ms) gedehnt werden - das ist übel und darunter leidet die Helligkeit im Strahl der Ausgangsspannung. Ein gescheites Dual Trace Oszilloskop schafft zwar noch den Faktor 1:1000, aber bei weitem nicht mehr alle. Gerade die Darstellung und Aufleuchtung der ohnehin nur kurz den Schirm erleuchtenden Spikes wäre dann besonders schwierig bis unmöglich. Mit dem digitalen Oszilloskop läßt sich für diese Messung einfach die Stopp-Taste drücken und das digitale Zoomfenster benutzen, schon sieht man beide Signale auch wenn sie nicht in einem gemeinsamen Frequenzverhältnis stehen. Nachteilig ist dabei die "Knöpfedrückerei" und nur die Möglichkeit der "statischen Betrachtung" des eingefrorenen Signals. Allerdings hat die Sache bei den meisten digitalen Scope auch einen Haken, die Abtastrate für den Kanal der Ausgangsspannung wird auch um den Faktor 1000 reduziert. Viele moderne, aber damit auch oft teure digitale Oszilloskope drücken auch diesen Faktor 1000 noch weg und bekommen noch eine gut aufgelöste Darstellung des Spikes hin - sehr viele Geräte, besonders ältere der unteren Leistungsklassen fange hier aber schon gehörig an zu husten. Ich frage mich bis zum heutigen Tage, warum es kaum ein digitales Oszilloskop (kenne nur eines, was es angeblich kann) gibt mit voneinander unabhängigen Zeitbasen für die einzelnen Kanäle; entweder gibt das der Markt nicht ausreichend her oder die Herstellungskosten dafür wären zu hoch. Wie man sich am einfachsten helfen kann wenn kein Dual Beam Scope verfügbar ist? - ganz einfach, gleich zwei Dual Trace Scope gleichzeitig verwenden. Selbstverständlich weiß ich auch, die gleichzeitige Darstellung dieser beiden Spannungen, darauf könnte auch getrost verzichtet werden, da diese einzeln beobachtbar sind, aber es ist eine schöne Sache gemeinsame Auswirkungen z.B. einer eingespeisten Störgröße zusammen ansehen zu können. Das Modell 7844 ist das Modell aus der 7000er Serie, dass ich gern nutze:
- jeder sieht dies anders, ich so - |
| Ein
Schaltnetzteil
verfügt oft über einen MOSFET oder einen Bipolartransistor
als Schalter sowie eine schnelle Schaltdiode. Zum Verständnis
der Funktionsweise sei das web
Studium eines Buck Regulators empfohlen, die drei wesentlichen
Elemente
sind Schalter, Diode und Speicherinduktivität. Gemessen wurde hier die Spannung an der Schaltdiode, getriggert wurde auf die ansteigende Flanke, also den Moment an dem die Diode vom leitenden in den sperrenden Zustand übergeht. Die Schaltelemente MOSFET oder Bipolartransistor und Diode arbeiten sehr schnell, die Diode schaltet hier in ca. 10-15 Nanosekungen in den "Aus" Zustand, sie erreicht hier einen "Spannungshub" eine Slew Rate von 300.000 Volt/µs. Ein wichtiger Parameter für die Diodenauswahl ist die "Reverse Recovery Time", sie liegt nach Datenblatt bei 35ns. Aber auch wichtig wie die Ausschaltzeit ist die Einschaltzeit der Diode "Diode Turn ON Time", sie ist noch einiges schneller, allerdings ist dieser Parameter selten in den Datenblättern spezifiziert, noch nicht in Datenblättern gefunden. Das Zusammenspiel der Schaltzeiten aus MOSFET/Schaltdiode bestimmen mit die Verlustleistung in diesen beiden Schaltelementen. Bei geringen Schaltzeiten verringert sich die Verlustleistung, was zu einer Wirkungsgradverbesserung führt und auch zu weniger Kühlleistung an diesen Elementen. Nachteilig ist, durch die schnellen Flanken nähern sich diese Signale immer mehr einer idealen Rechteckfunktion, die bekanntlicherweise mit zunehmender Steilheit zu zunehmenden Amplituden in den Oberwellen führt. Die reale Praxis Entwicklung wird es sein, einen günstigen Kompromiss zu finden aus Verlustleistung an den Schaltelementen (Schaltzeiten) und den entstehenden Amplituden der Oberwellen - EMV - elektromagnetische Verträglichkeit ist das zugehörige Thema. Gemessen wurde hier mir einem HP 1741A Analog Speicher Oszilloskop, an diesem Tag war mir danach es auf den Tisch zu stellen, es ist leise ohne Lüfter, ist mit 100 MHz Bandbreite und ca. 3.5ns Rise Time, damit noch ausreichend schnell genug für diese Darstellung. Durch die analoge Persistance ist es auch leicht möglich die ansteigende Flanke gut sichtbar darzustellen. Es ist ein Scope mit toller Strahlschärfe und wenig driftendem Offset. |
| Um die niedrigste
mögliche AC Eingangsspannung noch weiter abzusenken, empfiehlt
sich die Verwendung eines Brückengleichrichters anstelle der
Halbwellengleichrichtung. Dadurch können Kondensatoren mit
geringerer Kapazität verwendet werden. Hier sind vier Dioden
verschaltet. Die USB Scopebilder sind Screenplots von einem 17 Zoll Labtop und zeigen mit welcher Auflösung sich die USB Scope Bediener Oberfläche auf dem Bildschirm darstellt. |
| Der Betrieb an 62
Volt ist zusammen mit 4*4.7µF die niedrigste verwendbare
Spannung, darunter beginnt die Ausgangsspannung zu verwellen. |
| Gleichgerichtete
Eingangsspannung und Eingangsstrom bei 62VAC rms am USB Scope.
Verwendet eine P6042
Stromzange und ein 1:100 Tastkopf. Je mehr Eingangskapazität verwendet wird, desto höher steigen die Stromspitzen an, desto kürzer werden sie und damit auch reicher an ungünstigen Oberwellen im Primärstrom. |
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode bei 62VAC rms Eingangsspannung mit 50V/Div. Channel B: AC-gekoppelte Ausgangsspannung mit 50mV/Div. Timebase: 2ms/Div. Unterhalb 62V wird eine 100Hz Ripple Spannung im Ausgang bemerkbar, hier beginnt sie gerade größer zu werden . In den Spannungen sind auch leicht die Schaltfrequenzen zu erkennen.Timebase 2ms/Div. |
| Der Betrieb an
250
Volt rms ist zusammen mit dieser 350V Nennkapazität die
höchste bisher getestete Spannung. Darüber hinaus sind
spannungsfestere Elkos notwendig. |
|
Gleichgerichtete
Eingangsspannung und Eingangsstrom bei 350VDC am USB Scope.
Verwendet
eine P6042
Stromzange und ein 1:100 Tastkopf.
|
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode bei 250VAC rms Eingangsspannung mit 50V/Div. Channel B: AC gekoppelte Ausgangsspannung mit 50mV/Div. Timebase: 2ms/Div. Bei einer Spannung >62VAC rms ist keine 100Hz Ripple Spannung mehr im Ausgang am Scope sichtbar. In den Spannungen sind wieder leicht die Schaltfrequenzen zu erkennen. |
Oberwellen im Strom durch GlättungskondensatorenGerade bei großer aufgenommener Leistung belasten die stark Oberwellen-haltigen Ströme das AC Stromnetz. Bei derzeit (soweit ich richtig liege) >75 Watt ? für bestimmte Geräte Klassen, wäre eine Power Faktor Korrektur Teil einer EMV Norm, die es zu erfüllen gilt. Die Power Faktor Korrektur sorgt dafür, dass der aufgenommene Strom möglichst exakt die gleiche Kurvenform bekommt wie die sinusförmige Eingangsspannung - das Stromnetz würde in solch einem Verbraucher eine "ohmsche Belastung" sehen und keine hohen Strompeaks in den Scheitelbereichen der Sinusspannung, eine ohmsche Belastung ist eine "Wunschlast" für die Energieversorgungsunternehmen, die damit ihre Netze, Transformatoren und Generatoren in technisch optimaler Weise betreiben könnten, die Realität der Kurvenform der Ströme wird aber für Energie Versorgungsunternehmen nicht gerade immer leicht zu liefern sein, deren Wunsch nach Power Faktor Korrekturen kann ich nachvollziehen, zumal sich dadurch die Netzqualität auch für alle anderen Verbraucher verbessern würde, da die Wechselspannung bestimmt auch sinusförmiger wäre.Nicht nur primärseitige Glättungskondensatoren bewirken Strompeaks im Scheitelbereich, sondern bei den 50 Hz Transformatoren sind es die sekundärseitigen Glättungskondensatoren. Lösung 1: Ein Beispiel, Power Netzteile mit Unmengen von sekundärseitigen Glättungskondensatoren sind eine "unangenehme Belastung" für den Netzstrom, ich finde es teils "nicht mehr normal" was da von manchen Netzteilbauern dem Netz zugemutet wird. Ich sage bewußt "Netzteilbauer" und nicht "Schaltungsentwickler", denn einfach Unmengen von sekundären Elkos drauf zu knallen um die 100 Hertz Ripple Spannung klein zu bekommen und damit per Gewalt einen niedrigen (aber immer noch ungeregelten) Innenwiderstand des Netzteil zu erreichen, das kann auf Deutsch gesagt "jeder" der Löten kann. Es muss in Deutlichkeit gesagt werden, sonst verstehen es nur die Teile der Leserschaft, denen man es gar nicht zu erklären bräuchte. Lösung 2: dagegen gibt es andere Lösungsansätze mit Low Drop Out Linearreglern, man verwendet dabei etwas mehr ungeregelte Oberspannung mit bewußt mehr 100 Hz Welligkeit mit deutlich kleineren Glättungskondensatoren (sind sogar billiger) und dann mit nachgeschaltetem Low Drop Out Linearregler. So etwas nennt sich dann eher "Schaltungsentwicklung", bei elektrisch besserem Ergebnis. Vorteile: elektrisch besser, sauberer und stabiler für die an der DC Spannung angeschlossene Last, da geregelt. Nachteil: höhere Verlustleistung. Lösung 3: besser wäre (gerade bei viel Power) der Einsatz von Power Faktor Controllern mit nachfolgender Spannungsherabsetzung mittels isolierten DC/DC Abwärtsreglern. Vorteil: optimaler Wirkungsgrad möglich, bei wunderschönem sinusförmigem Netzstrom, kleinere Bauform. Nachteil: höherer Entwicklungsaufwand, EMV Störungen auf Leitung (vergleichsweise leicht bedämpfbar), EMV durch Abstrahlung, (auch gut bedämpfbar durch entsprechende Gehäuse, aber Kosten). Wer nicht verstanden hat und für den das bisher geschriebene nur "Fachchinesisch" ist:,, warum hohe Kapazitätswerte hohe Peakströme auf der primären Seite verursachen", dem erkläre ich das jetzt hier bewußt nicht, ist mir zu müßig, zu viel Aktion und Trallala - als Anfänger bitte einfach auch selber mal nachdenken - oder z.B. die Maschenregel anwenden und sich die Spannungsverhältnisse an den Bauteilen zu den unterschiedlichen Zeitpunkten eines Sinusdurchgangs einfach aufzeichen, dann wird es klar - dass der belastete Glättungselko immer im Bereich des Sinus Maxima geladen wird und je größer er ist umso schlimmere Peaks verursacht. Wenn's hilft, ein Simulationsprogramm ist zum Verstehen auch geeignet. In Summe: es war genau genommen noch nie leicht eine Wechselspannung in eine Gleichspannung zu wandeln, dieses Problem ist alt und hat schon einen langen Bart. Wenn man es jedoch "richtig" macht, was heutzutage technisch überhaupt kein Problem ist, würde das manchmal deutlich spürbar, aber auch manchmal nur wenig spürbar mehr Geld kosten - leider sind jedoch die Verbraucher seltenst bereit dafür mehr Geld auszugeben, da sie darin keine notwendige Funktionalität sehen. Deswegen stellen Teile der Industrie Stromversorgungen eben so her (im Normalfall), dass sie elektrisch zwar funktional optimiert sind - aber gerade z.B. im Bezug auf Abstrahlung, nach meinem persönlichem Empfinden verbesserungswürdig sind. Die Auswirkungen auf die menschlichen Körperfunktion sind nach meiner Meinung nicht ausreichend bekannt. Ich habe schließlich per Definition davon keine Ahnung, dafür aber die Ärzte? nun ja, - wie Jesus schon sagte: "wer von Euch ohne Sünde ist, der werfe den ersten Stein", heutzutage könnte er hinzu sagen: "und wer von Euch sich sicher ist, dass hohe Abstrahlung nichts macht der baue sich als erstes einen ungeschirmten DC/DC Converter und dazu noch etwas HF Leistung an seinen Schädel". Viele Geräte finden sich in vielen Haushalten mit drahtloser Kommunikation, DC/DC Convertern, die alle oft nur die aktuell erforderlichen EMV Normen erfüllen. Zig Leuchtmittel mit LED's, Gasentladungslampen, sie haben DC/DC Converter mit geringen Endverbraucher Preisen - oft auf Kosten der Abstrahlung, schirmende Gehäuse kosten Geld, das der Verbraucher nicht mitbezahlen möchte. Wie perfekt war doch hingegen in diesem Punkt eine ohmsche Glühlampe. Nur Kerzen waren besser. Die Zusammenhänge aus Energieersparnis, Kosten, Folgen und Abstrahlung, diese Diskussion wäre ein langes Thema. Jede technische Lösung hat seine Vor- und Nachteile, auch die Kerze. Ich mache der Industrie nicht die geringsten Vorwürfe, die tut nur genau das was der Verbraucher fordert: billig - funktional aureichend - billig - und nochmals so - immer genauso wie's der Verbraucher möchte......... immer wieder das Gleiche. Die Politik macht oft den gleichen Fehler, zu wenig sinnvolle Richtlinien vorzugeben, und fairerweise für alle Unternehmen und in weltweiten Märkte gleichzeitig. Es gibt genug unabhängiges Wissen zu sinnvollen Lösungen im positiven Sinne für den Menschen und nicht für einzelne Interessen Gruppen. Es ist aber die vom Verbraucher gewählte Politik, die letztendlich für die gewählten technischen Richtungen der Lösungen der Industrie verantwortlich ist, es sind nicht die Unternehmen. Kurzum: EMV Abstrahlung läßt sich technisch noch weiter reduzieren, aber sind diese Kosten dem Verbraucher sein Geld wert? Wo beginnt die Grenze bis zu der es technisch sinnvoll ist? Lassen wir das Thema jetzt, das dauert sonst ewig. |
| Zuerst misst man
mit dem 1741A
Scope und stellt dann fest, dass beim Sonnenschein die Fotos von der
CRT nix werden und sich alles darin spiegelt, kein Problem ein
schnelles Umrüsten auf das 7844
mit dem Kameradapter
bereinigt die Sache. Channel A: Spannung an der Schaltdiode mit 50V/Div. Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div. Die Frequenz liegt bei 16,6 kHz. Der Strom in der Speicherinduktivität ist dreieckförmig mit einer steigenden Rampe und einer fallenden Rampe, der Strom in der Induktivität ist immer nur positiv, d.h. ihr Strom fließt immer nur in die Last/Glättungskondensator hinein, es wird nie Energie zurückgespeist. (von parasitären Effekten abgesehen). Die positive Rampe (Ch A) entsteht wenn die Induktivität mit einer Gleichspannung beschaltet wird, das ist der Moment in dem der MOSFET im Controller die Eingangsspannung auf die Induktivität schaltet. Sobald ein Strom in einer Induktivität fließt ist in ihr Energie als magnetisches Feld gespeichert, je länger die Gleichspannung an der Induktivität anliegt desto mehr steigt der Strom in der Induktivität rampenförmig an und erhöht damit die gespeicherte Energie. Wird der MOSFET nun wieder ausgeschaltet fällt der Strom in der Induktivität wieder ab und dadurch kehrt sich auch die Spannungsrichtung an der Induktivität um (sie springt auf die Ausgangsspannung), dies bewirkt einen leitenden Zustand der Schaltdiode (siehe Ch B), zum Verständnis Maschenregel aufzeichnen. Die Induktivität beginnt bei einem fallenden Strom die magnetische Energie in eine andere Energieform umzuwandeln, die Induktivität arbeit während der fallenden Rampe als ein Generator. In unserem Fall liefert sie während der fallenden Flanke Strom in die Last und den Glättungskondensator. |
==>
==> 
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode mit 50V/Div. Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div. Bild 20: der Strom während der ansteigenden Flanke im Detail dargestellt. Bild 21: hier übertreibt man es ein bisschen und schaltet der Speicherinduktivität heftige 10nF parallel. Bei den hohen Spannungen ist ein spannungsfester Kondensator die richtige Wahl. Bild 22: die hohe Parallelk apazität von 10nF verringert die steile Flanke an der Diode, für die EMV wäre das von Vorteil, für die Verlustleistung im Controller ganz und gar nicht. |
| Aus dem
Oszillogramm von Bild 19 läßt sich die Induktivität auch berechnen,
das
ist ganz leicht: Die Differential Gleichung für die Spannung an einer Induktivität lautet: U = L * di/dt Diese Differential Gleichung läßt sich umstellen nach der Induktivität L. Die erste Annahme hierbei die Spannung U, die über der Induktivität anliegt sei konstant, das ist bei dem eingeschalteten MOSFET in guter Näherung so gegeben. Die zweite Annahme der ansteigende Strom in der Induktivität ist eine gerade Rampe, das bedeutet die Induktivität ist über den gesamten gemessenen Strombereich konstant, wäre das L eine nichtlineare Funktion des Stromes, dann wäre diese Rampe verbogen. Ein Verlust der Induktivität bei steigendem Strom (Rampe biegt sich nach oben) bedeutet die Spule kommt in die Sättigung, mit der Gefahr des zu starken Stromanstiegs und einer ungewollten Erwärmung - in einer gesättigten Spule läßt sich keine zusätzliche Energie mehr speichern, egal wie viel zusätzlicher Strom hindurch fließt. L = U * dt/di (mit U, L = constant) |
| Die Spannung über
der Schaltdiode
beträgt im Mittel 237 Volt, die Spannung U an der
Speicherinduktivität ist um die konstante Ausgangsspannung (18V)
kleiner. U = 237V-18V = 219V Die Stromrampe hat eine mittlere Steigung von di/dt = 0.78A/4.05µs In unsere zuvor ermittelte Gleichung eingesetzt: L = 219V * 4.05µs/0.78A = 0.001137 Vs/A = 1.137mH |
|
Messergebnis mit
dem Laru
= 1.030 mH
(bei 70kHz sinusförmig, mit Kleinsignal Amplitude).
Messergebnis am Oszilloskop = 1.137 mH (bei 16,6kHz Rechteck, mit Großsignal Amplitude). Die beiden Messergebnisse sind miteinander vergleichbar, trotz der stark unterschiedlichen Amplituden, Signalformen und der verschiedenen Stromstärken. Der Laru mißt sinusförmig. Das Ergebnis spricht für die Messmethode und für eine brauchbare Linearität der Induktivität. |
| Die
Speicherinduktivität wurde von 1.030mH um ca. 0.25mH durch die
Serienschaltung erhöht. Die Schaltfrequenz war bisher ca. 16,6
kHz, nun liegt die Frequenz bei ca. 12,8 kHz. Zu
erkennen ist auch die Flanken im Strom sind unterschiedlich
geworden, bei der 1.280mH Induktivität sind die Rampen den
Erwartungen
entsprechend flacher geworden. |
| Als
Speicherinduktivität wird hier ein E-Kern benutzt E25/13/7, 25mm,
ohne
Luftspalt mit dem
Kernmaterial N67 und einer Induktivität von 1800nH bei einer
einzelnen
Windung. Wir wollen nun eine Induktivität von ca. 2mH wickeln, wie geht das? Eine wichtige Angabe ist die Zahl AL = 1800nH, die Induktivität bei einer einzelnen Windung. Die Induktivität steigt mit der Anzahl der Windungen, nicht linear sondern quadratisch. Daher läßt sich berechnen: L = 1800nH * n² Anzahl der Windungen = Wurzel aus ( 2mH / 1800nH ) Anzahl der Windungen = 33 Gewickelt wurden 35 Windungen, die Messung mit dem Laru ergab im Kleinsignalbetrieb 2,3mH bei 47kHz. |
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode mit 50V/Div. Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div. Die Speicherinduktivität kommt mit diesem hohen Strom nicht zurecht, sie geht in die Sättigung, zu erkennen an der Kurvenform, die keine Rampe mehr ist. Auf den ersten 200mA entspricht die Induktivität noch den gemessenen 2,3mH, darüber hinaus beginnt die Induktivität zunehmend abzunehmen und der Strom rast hoch. Messen wir im Bild 30 in der ansteigenden Rampe eine Strom Anstiegsgeschwindigkeit von 200mA/1,6µs (das erste flache Teilstück), so errechnet sich daraus ungefähr eine Induktivität von: L = 219V * 1,6µs/200mA = 1,75mH Messen wir im Bild 30 in der ansteigenden Rampe (im letzten steilen Teilstück) eine Strom Anstiegsgeschwindigkeit von 600mA/0,3µs , so errechnet sich daraus ungefähr eine Induktivität von: L = 219V * 0,3µs/600mA = 0,11mH Die Induktivität geht um das 16fache zurück vom Startwert 1,75mH auf nur 0,11mH bei höchstem Stromwert. Die Induktivität ist für diese Anwendung ungeeignet. Es ist N67 Material ohne Luftspalt, N27 mit Luftspalt wäre geeigneter. Dieser Kern hat keinen Luftspalt und kann seine magnetische Energie nur im Ferrit speichern. Es ist ein Kern geeignet als Transformator, Übertrager oder als Kleinsignalinduktivität auf die hohe L Werte aufgewickelt werden können. Die meiste Energie kann jedoch in einem Luftspalt gespeichert werden, also bauen wir uns einen. |
| Durch
das Einfügen eines Luftspaltes bekommt die B vs. H Hysterese Kurve
einer Induktivität eine flachere Steigung, sie ist höher
strombelastbar
ohne zu schnell an Induktivität zu verlieren. Ein Großteil der
magnetischen Energie ist nun im Luftspalt gespeichert und nicht mehr
nur vollständig im Kernmaterial, der Kern kann dadurch weiter
ausgesteuert werden. Diesen Vorteil erkauft man sich mit dem Nachteil eines verringerten AL Wertes, d.h. man benötigt viel mehr Windungen um die gleichen Induktivitätswerte zu erreichen wie ohne Luftspalt. Viel mehr Windungen bedeuten weitere Nachteile, wie höhere ohmsche Verluste, mehr Platzbedarf am Wickelkörper und höhere parasitäre Koppelkapazität der Induktivität. Mit den bisherigen 35 Windungen ergeben sich 2.3mH ohne Luftspalt, mit Papier Luftspalt nur noch eine von Induktivität von gemessen 0.49mH bei 90 kHz Messfrequenz. Der AL Wert verringert sich von 1800nH auf: AL = L/n² = 0,49mH/35*35 = ca. 400nH Anmerkung: normalerweise ist es günstiger wenn sich der Luftspalt nur im mittleren Schenkel des Kerns befindet, d.h. ein Luftspalt der umschlossen ist von der Wicklung ist ideal, Kerne mit konstruktivem Luftspalt haben ihn an dieser Stelle. Na ja, ein Wegschleifen nur am mitttleren Steg wäre ein wenig übertrieben nur zu Demonstrationszwecken. |
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode mit 50V/Div. Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div. Die Stromrampen sind gerade, die Speicherinduktivität bleibt linear über den ganzen Strombereich. Durch die verringerte Induktivität von 490µH arbeitet der Controller nun auf höherer Frequenz von ca. 74 kHz. Zu sehen auch wie der Controller die Schaltfrequenz verjittert, ein "Anschmieren" des Standard Spektrumanalyzers, das die EMV Messung erleichtert. Der Jitter auf dem Schirm ist stark abhängig von der Trigger Position. |
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode mit 50V/Div. Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div. Diesmal ein kleiner EF13 Kern, 13mm, N67 auch mit drei Papierstreifen als Luftspalt versehen. Ohne Luftspalt hat diese Induktivität ca. 1,2mH, mit den Papierstreifen ca. 170µH. Die Stromrampen sind gerade, die Speicherinduktivität bleibt linear über den ganzen Strombereich. Bei dieser Induktivität arbeitet der Controller auf höherer Frequenz von ca. 113 kHz. Mit sinkender Induktivität erhöht der Controller die Schaltfrequenz, das tut diese Regelung, kleinere Induktivität bedeutet weniger gespeicherte magnetische Energie, diese muss nun desto öfters wie ein "Schneeball" auf die Last geschmissen werden, so dass die Ausgangsspannung konstant bleibt. Eine vergrößerte Last erhöht den Peak Strom in der Induktivität, erhöht etwas die EIN Zeit des MOSFEET und verringert etwas die Frequenz, die erhöhte Last treibt auch die Induktivität ein Stück weit zurück in den nicht-lückenden Betrieb. Das Tastverhältnis aus MOSFET EIN und AUS bleibt unverändert gleich, es erscheint frequenzunabhängig. Das Tastverhältnis ist eine Funktion der Eingangsspannung, steigt die Eingangsspannung an, so sinkt die EIN Zeit ab, das liegt daran, daß eine höhere Spannung auf die Induktivität geschaltet wird und eine kürzere Zeit ausreicht um einen bestimmten Strom fließen zu lassen im Vergleich zu einer kleineren Eingangsspannung. Der Peak Strom in der Induktivität ist immer gleich groß, bei jeder Eingangsspannung. Der Controller kann maximal 150 kHz Schaltfrequenz, mehr macht er nicht, da oberhalb 150 kHz innerhalb bestimmter EMV Normen begonnen wird zu messen, hier gilt das Motto "da wo man sich mit der energiereichen Grundwelle nicht aufhält stört man erst gar nicht". |
| Channel A: Spannung
an der Schaltdiode mit 50V/Div. Channel B: Strom in der Speicherinduktivität mit 0.2A/Div. Lückender Betrieb auch Discontinous Conduction Mode (DCM) genannt; wurscht egal wie man es nennt. Wir beobachten nun, daß die fallende Stromrampe bereits Null Ampere erreicht bevor der MOSFET wieder EIN geschaltet wird. Der Controller soll im DCM Mode arbeiten, wir nähern uns einer passenden Induktivität. Fließt kein Strom mehr innerhalb einer Induktivität bedeutet dass auch in ihr ist keine magnetische Energie mehr gespeichert. Im Stromzustand Null Ampere ist auch ihr di/dt = Null, die Spannung an der Induktivität ist dadurch auch Null, da diese der Gleichung U=L*di/dt folgt. Ein weiterer Stromfluß wird durch den ausgeschalteten MOSFET nicht mehr angeregt auch die Last und der Glättungskondensator liefern nichts zurück. So viel zur Theorie, doch woher kommt nun das sinusförmige "Ringing"?, sowohl auf der Diodenspannung als auch im Strom der Induktivität. Im Bild 40 sind bei Kanäle übereinandergeschoben um zu verdeutlichen, daß der Strom in L und die Spannung über der Diode eine Phasenverschiebung von ca. 90 Grad gegeneinander aufweisen. Das sieht wohl nach einem parasitären gedämpften Schwingkreis aus zwei Energiespeichern aus, die gegenseitig ihre Energie austauschen auf einer Periode von ca. 900ns, d.h. bei etwa 1,1 MHz. In diesem Fall oszillieren L und C, es ist die Resonanz aus der Speicherinduktivität L und der parasitären Drain-Source Kapazität des MOSFET || der Diodenkapazität. |
| Wir
vermessen die EF13 Induktivität noch einmal ganz genau und
erhalten 172 µH bei 171 kHz Messfrequenz und Kleinsignal. |
| Wir
vermessen die Zeitdauer der Oszillation über zwei Perioden mit
1,76µs das ergibt 880ns Periodendauer und eine Eigenfrequenz von
1,136 MHz. Wir wollen nun die parasitäre Kapazität berechnen, die zusammen mit der Speicherinduktivität schwingt. Die Berechnung für die Eigenfrequenz eines Parallelschwingkreis beträgt: f = 1 / 2 * PI * sqrt ( L * C) Umgestellt nach C ergibt sich: C = 1 / L * 4 * PI² * f² C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,136MHz * 1,136MHz C = 114 pF |
| Wir
löten nun einen keramischen Kondensator von 12pF (braun, rund,
exakt in der Bildmitte) über die Drain Source des MOSFET - welch
ein Wunder, daß der kleine Kerl die 250V ausgehalten hat,
hätte gedacht der raucht vielleicht ab oder sonst was, war mir
egal hatte keine Lust jetzt auf die Schnelle nach was
spannungsfestem
zu suchen, ein kleiner Lufttrimmkondensator wäre ideal gewesen
für diesen Versuch. |
| Messergebnis mit
den zusätzlichen 12pF über der Drain-Source des MOSFET. Wir
vermessen die Zeitdauer der Oszillation über zwei Perioden mit
1,82µs
das ergibt 910ns Periodendauer und eine Eigenfrequenz von 1,099 MHz. Wir wollen nun die parasitäre Kapazität berechnen, die zusammen mit der Speicherinduktivität schwingt. Die Berechnung für die Eigenfrequenz eines Parallelschwingkreises beträgt: f = 1 / 2 * PI * sqrt ( L * C) Umgestellt nach C ergibt sich: C = 1 / L * 4 * PI² * f² C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,099MHz * 1,099MHz C = 122 pF Vergleich: 122pF - 114pF = 8pF Differenz, wir haben durch das Auflöten der Kapazität (Nennwert 12pF) eine Erhöhung von 8pF gemessen, das ist ein schönes Ergebnis mit dieser Messmethode, die ihre Ungenauigkeiten besitzt:
Jedenfalls denke ich dieser Schnellversuch bestätigt die Annahme, die Oszillation, die wir auf dem Oszilloskop sehen wird verursacht durch einen Parallelschwingkreis aus Speicherinduktivität mit der parasitären Kapazität über dem MOSFET parallel der parasitären Schaltdioden Kapazität. Angeregt wird dieser Schwingkreis dadurch, dass die Induktivität in der negativen Rampe in ihrem Strom auf Null fährt, beim Erreichen vom Strom Null ist die Speicherinduktivität ganz emotionslos und wirkt nur mit ihrem ESR, d.h. die Spannung an der Kathode der Speicherdiode springt mit vom leitenden Zustand (-0.7V) direkt auf die Ausgangsspannung des Glättungskondensators, die parasitäre Diodenkapazität bekommt dadurch einen Rechtecksprung verpasst (genau genommen ist es ein steiler sinusförmiger Anstieg). Der steile Anstieg wirkt anregend auf den gesamten LC Schwingkreis, der antwortet mit einem Ausschwingen auf seiner Eigenfrequenz. Ein sinusförmiger Stromfluß entsteht dadurch auch in der Speicherinduktivität, die wiederum ihre eigene induzierte Spannung dazu sinusförmig generiert. Es enstehen dadurch an der Diode Sperrspannungen auch größer 18V (18V = Spannung am Glättungskondensator), wie die Bilder 39, 40, 43 und 45 zeigen. Wenn dieser gedämpfte Oszillationsvorgang länger auslaufen könnte, so würde sich die Spannung an der Diode wieder auf die Ausgangsspannung 18V als Endwert ausschwingen, da die stromlose Speicherinduktivität dann endgültig ein Kurzschluß wäre und der MOSFET noch immer AUS. Zum besseren Verständnis wo hier dieser Schwingkreis entsteht hilft dieses AC Gedankenmodell, es ist leicht verständlich, basteln wir uns in Gedanken das Schwingkreis AC Ersatzschaltbild: Die DC Versorgungsspannung darf man sich unter einer AC Betrachtung als einen Kurzschluss vorstellen, das einzige was von ihr als nennenswerter Rest wirksam bleibt ist ihr kleiner ohmscher Innenwiderstand und ihre kleine Serieninduktivität. Wir halten also in Gedanken fest die Drain des MOSFET ist unter AC Betrachtung an Masse angeschlossen. Die recht niederohmige Last am Ausgang ist parallel geschaltet mit dem großen Glättungskondensator, diese Impedanz ist unter AC Betrachtung genauso als ein Kurzschluß anzusehen, den ESR des Kondensators können wir in diesem Gedankenmodell getrost zu Null annehmen und als nicht der Rede wert abhaken. Als Resultat ist die Ausgangsseite der Speicherinduktivität auch gegen Masse geschaltet. Jetzt haben wir nur noch eine Verbindung zwischen Source des MOSFET und der floatenden Seite der Speicherinduktivität - ja und jetzt kommt's dieser Knoten ist nirgends mehr angebunden außer an der Kathode der Schaltdiode, nur in der Diode fließt kein Strom mehr, er hat aufgehört zu fließen, da alle magnetische Energie in der Speicherinduktivität abgebaut worden ist (Stromrampe auf Null). Die Schaltdiode gerät dadurch in einen hochohmigen Zustand, sie ist stromlos, sie springt mit der Kathode auf das Gleichspannungspotential des Glättungskondensators, die Speicherinduktivität wirkt in diesem Moment nur mit ihrem ESR, die Oszillation beginnt. Hast du nun das Ersatzschaltbild vor Augen? eine Parallelschaltung aus der parasitären Drain-Source Kapazität mit der parasitären Diodenkapazität und der Speicherinduktivität. Angeregt durch den schnellen sinusförmigen Anstieg der Kathoden-Anoden Sperrspannung an der Diode, sie springt von -0.7V auf 18V geht's los mit der Oszillation. Der Vorgang wird noch weiter im Detail untersucht, interessiert mich jetzt schon etwas genauer. |
| Die
bisher eingesetzte Schaltdiode war ein bisschen zu groß für diesen
Leistungsbereich, sie wird ausgetauscht gegen ein kleineres
Exemplar. Die kleinere Diode hat eine kleinere Sperrschichtkapazität als die Große. Nach Erwartung verringert sich dadurch auch das LC Produkt der parasitären Oszillation. Wir vermessen die Zeitdauer der Oszillation über zwei Perioden mit 1,65µs das ergibt 825ns Periodendauer und eine Eigenfrequenz von 1,212 MHz, mit der großen Diode lag diese bei 1,136 MHz, die Speicherinduktivität blieb dabei natürlich unverändert. Wir wollen nun wieder die parasitäre Kapazität berechnen, die zusammen mit der Speicherinduktivität schwingt. C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,212MHz * 1,212MHz (mit kleiner Diode) C = 100 pF (mit kleiner Diode) C = 1 / 172µH * 4 * 3,141² * 1,136MHz * 1,136MHz (mit großer Diode) C = 114 pF (mit großer Diode) Die kleine Diode hat gegenüber der großen Diode eine verringerte Sperrschichtkapazität von ca. 14pF. |
| Die
Sperrschicht Kapazität der großen Diode nach Datenblatt. Die
Kapazität nimmt mit zunehmender Rückwärtsspannung ab,
bei 18V dem Wert auf den sie springt, beträgt sie ca. 21pF
gemessen bei 1 MHz. |
| Die
Sperrschicht Kapazität der kleinen Diode nach Datenblatt. Bei
18V ca. 5pF, gemessen bei wahrscheinlich auch 1 MHz. Fassen wir das Messergebnis zusammen: Messung Parasitäres C (MOSFET + kleine Diode) = 100 pF @ 1.212MHz, 18V Messung Parasitäres C (MOSFET + große Diode) = 114 pF @ 1.136MHz, 18V Differenz Messung = 14pF Datenblatt Sperrschicht Kapazität (kleine Diode) = 5 pF @ 1 MHz, 18V Datenblatt Sperrschicht Kapazität (große Diode) = 21 pF @ 1 MHz, 18V Differenz Datenblatt = 16pF Das ist ein schönes Ergebnis, es zeigt die Datenblätter, die Messung und auch die theoretische Überlegung passen zusammen. Das LC Produkt war nach Überlegung und der Suche nach dem Schwingkreis Ersatzschaltbild als Parallelschaltung aus Speicherinduktivität, MOSFET Kapazität und der Schaltdioden Sperrschicht Kapazität angenommen worden. Die Messungen haben diese Überlegung bestätigt. Ach ja, mir fällt gerade ein, der verwendete 1:10 Tastkopf hat eine Kapazität von geschätzt 7-10pF, diese werden fälschlicherweise dem LC Produkt hinzugeschrieben, nicht schlimm wenn man es weiß und immer den selben Tastkopf verwendet. |
| Im
linken Teil ist der Eingangsfilter aus Vollwellengleichrichter und
Glättungskondensator. Der Eingangsfilter ist vom Wandlerteil
abgesetzt,
damit auf dem Eingangsfilter später einfacher die EMV Eigenschaften
getestet und evaluiert werden können. Der rechte Teil ist der Wandlerteil mit Eingangs- und Ausgangskondensator, Controller und hier zwei Speicherinduktivitäten. Verwendet wurde hier eine 1mH Induktivität, zusammengesetzt aus zwei 500µH EF-13 Kernen. Das Aufwickeln von 1mH auf nur einen Kern ist gescheitert, da bei höheren Strömen bereits Sättigung des Kerns erkennbar war. Später wird die Reihenschaltung durch einen etwas größeren Einzelkern ersetzt werden. Die Drahtschleife ist für die Stromzange im Strom der Speicherinduktivität, eine der am wichtigsten zu beobachteten Größe. Der Tastkopf ist direkt und niederinduktiv an der 18V Ausgangsspannung angeschlossen, über eine kleine selbstgewickelte Kupferdraht-Feder (Masse). Dadurch lassen sich die Spikes in der Ausgangsspannung sicherer beurteilen als mit einer Tastkopf Masseverbindung durch die induktive Leitung mit der Krokoklemme. |
| Aufgebaut
ist die Schaltung 2 aus den Erfahrungen des ersten Aufbaus aus der
Schaltung 1, so sind beispielsweise die Knoten mit großen schnellen
Spannungshüben mit kleinster Fläche ausgelegt. Die Masche aus
Schaltdiode, Controller und Ausgangskondensator mit ihren hohen
transienten Strömen ist möglichst klein. Der Feedbackkreis ist
möglichst ungestört positioniert und so klein als sinnvoll machbar
aufgebaut. Ein begleitende Simulation um diese Knoten
kennenzulernen oder auch vorab an ihnen zu messen (dank Schaltung 1)
ist sinnvoll für das Verständnis und einen gut funktionierenden
Aufbau. Solche Schaltungen auf einem Steckbrett oder auf 2.54mm Streifen-Lochrasterplatte aufzubauen ist sinnlos. Auch gleich sofort eine Leiterplatte zu erstellen ist nicht so empfehlenswert, da die Evaluierung auf einer Leiterplatte schwieriger ist als in Freiverdrahtung. Die gezeigte Aufbautechnik ist schon vergleichsweise nahe am Aufbau wie er später auf der Leiterplatte aussehen kann, und damit auch das elektrische Verhalten, der Aufbau läßt aber genug Freiheitsgrade zur raschen Evaluierung der Schaltungsdimensionierung. Man kann es nicht zu oft sagen: "Elektronikentwicklung bedeutet so schnell als möglich an das Ziel zu gelangen", und dafür sind alle funktionierenden und bezahlbaren Mittel recht, das Aussehen und die Methoden sind während einer Entwicklungsphase gleichgültig. Mit hervorstechend schönen Lochraster Aufbauten oder geschönt gefertigten Leiterplatten, deren Schaltungen später dafür nicht gut funktionieren macht man sich keine Freude. Die eigentliche Entwicklung auf der Prototypen- oder gar Serienleiterplatte durchzuführen ist nur selten zu rechtfertigen. |
| Die
Last ist nicht konstant, der Laststrom (Blau) pulsiert
niederfrequent
zwischen ca. 20mA Grundlast und dem maximalen Spitzenstrom von
358mA.
Die Ausgangsspannung ist derzeit auf 17.5 Volt eingestellt, AC
gekoppelt (Rot) schwankt die Ausgangsspannung mit 315mVpp. Leicht zu
sehen, mit steigendem Strom sinkt die Ausgangsspannung. Jeder
einzelne
Schaltzyklus ist als Peak zu erkennen. Das USB Scope speichert auf Wunsch die Waveform in einem eigenen Dateiformat, das nur wenig Speicher benötigt. Mit der PicoScope Software läßt sich diese Messung auch nachträglich betrachten. Wer möchte und die PicoScope Software beim Hersteller herunter geladen hat (Freeware) kann sich das Bild 55 selbst mit der Software betrachten und die Softwarefunktionen testen. Download Bild 55 als Waveform Data Datei. |
| Ausgangsspannung
mit dem Analog Oszilloskop dargestellt. Diese verjitterte stark
schwankende Last gleichmäßig auf dem Analog Oszilloskop zu triggern
ist
fast unmöglich, der Strahl zeichnet sich ständig versetzt. |
| Das
Schaltnetzteil arbeitet bisher ohne Schwierigkeiten auch mit diesen
großen Lastunterschieden. Mit der jetzigen Dimensionierung startet
das
SNT auch noch bei 60Vrms. Die Speicherinduktivität (hier 1mH) ist das größte Bauteil in der Schaltung, ihre Auswahl ist ein Hauptaugenmerk, ist sie in der Kerngröße überdimensioniert verschenkt man Bauraum und Kosten, ist sie unterdimensioniert:
Die Kerngröße muss ausreichend sein, damit ein sicheres Aufstarten über Temperatur bei allen Eingangsspannungen gewährleistet ist, das ist gesondert zu prüfen. Die Induktivität bestimmt mit die Schaltfrequenz. |
| Die
Schaltung 1 (Controller xxx) hat nun einen identischen Aufbau wie
Schaltung 2 (Controller yyy), dadurch besteht eine bessere
Vergleichbarkeit bei zunehmend Layout ähnlichen Bedingungen. Links der Wandlerteil mit provisorischer Speicherinduktivität (hier ca. 470µ H), Schaltung 1 (1mH), dadurch steigen die Schaltfrequenzen in den Bereich 100 kHz, was Controller xxx kann. Rechter Teil wieder ein Gleichrichter als Evaluationboard vorbereitet zum EMV Test. Gleiche Last wie in Schaltung 2. |
| Ausgangsspannung
mit dem Analog Oszilloskop dargestellt. Diese verjitterte stark
schwankende Last gleichmäßig auf dem Analog Oszilloskop zu triggern
ist
fast unmöglich. Das analoge Scope ist für solche stark
nichtperiodischen Signale fast nutzlos, man sitzt davon wie der
Ochse
vorm Berg und dreht wie ein Beklopter erfolglos am Triggerknopf rum. Der Ripple von Schaltung 1 (CKT1 Controller xxx) ist im Mittel höher als CKT2, er jittert dazu stärker, das kann für EMV ein Vorteil sein, werden wir sehen. |
| Bild 75 | Bild 76 | Bild 77 | Bild 78 | Bild 79 | Bild 80 | Bild 81 |
| Bild 82 | Bild 83 | Bild 84 | Bild 85 | Bild 86 |
| Schaltung 1 (Controller xxx) |
Schaltung 2 (Controller yyy) |
|
| Ripple | größer | kleiner |
| Spikes | größer | kleiner |
| Schaltfrequenz | höher möglich | kleiner |
| Induktivität Bauraum, Kosten | kleiner | größer |
| Aufwand Beschaltung (Beschaltung Pins, Feedback usw.) |
größer | kleiner |
| Jitter - EMV Frequenzverschleierung | größer | kleiner |
| Schutzbeschaltungen | gut | gut |
| Start- und Ausschaltverhalten | gut | gut |
| vermutlicher Gesamtbauraum (noch ohne EMV Betrachtung) | etwas größer | etwas kleiner |
| vermutliche Gesamtkosten (noch ohne EMV Betrachtung) | etwas größer | etwas kleiner |
|
Controller
xxx wurde nicht speziell als Non-Isolated Buck IC entwickelt, es ist
ein spezieller Flyback Controller für isolierten Betrieb, der dazu
neueste Green Mode Bedingungen für niedrigsten Stand-By Bedarf
erfüllt.
Er wurde hier in der Schaltung 1 als Non-Isolated Buck eingesetzt
und
erfordert dadurch eine etwas größere Zusatzbeschaltung. Controller yyy wurde speziell als Non-Isolated Lowest Component Count IC entwickelt, mit entsprechenden Vorteilen bezüglich zu erwartender Gesamtgröße der Schaltung. Er arbeitet hier genau in der Applikation für die er entwickelt worden ist. |
| Controller xxx
Linke Spalte: |
Controller yyy
Rechte Spalte: |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
|
|
 |
 |
 |
|
 |
 |
 |
 |
Spektrum Strom in der Versorgungsleitung @ 230Vrms |
|
 |
 |
 |
 |
 |
 |
Spektrum Strom in der Speicherinduktivität @ 230Vrms |
|
 |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
Spektrum Strom in der Speicherinduktivität @ 81Vrms |
|
 |
 |
 |
 |
 |
 |
Spektrum Strom in der Last @ 81V rms |
|
 |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
 |
Spektrum Strom in der Last @ 230V rms |
|
 |
 |
 |
 |
 |
 |
|
|
| xxx 81Vrms Versorgung (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
|
|
yyy 81Vrms Versorgung (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| xxx 230Vrms Versorgung (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
|
|
yyy 230Vrms Versorgung (100mA=50mV) (0dbV=1Vrms) |
| xxx 230Vrms Speicher L (200mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
|
|
yyy 230Vrms Speicher L (200mA=50mV) (0dbV=1Vrms) |
| xxx 81Vrms Speicher L (200mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
|
|
yyy 81Vrms Speicher L (200mA=50mV) (0dbV=1Vrms) |
| xxx 81Vrms Last (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
|
|
yyy 81Vrms Last (100mA=50mV) (0dbV=1Vrms) |
| xxx 230Vrms Last (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
|
|
yyy 230Vrms Last (100mA=50mV) (0dbV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 500 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
|
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 500 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 200 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 200 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 100 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 100 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 50 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 50 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 20 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 20 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 10 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 10 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 5 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 5 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 2 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 2 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| yyy - mit Filter 81Vrms Versorgung Span 1 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy - ohne Filter 81Vrms Versorgung Span 1 kHz (100mA=50mV) (0dBV=1Vrms) |
| Die 1mH Filterinduktivität verringert
die dominanten Schaltpeaks (62-68kHz) um ca. 10dB und damit auch der
ersten paar Oberwellen davon, die alle ins interessante
Frequenzspektrum >150 kHz vordringen, ab welchem meistens bei der
EMV gemessen wird. 10db mehr oder weniger können manchmal über "Sein
oder Nicht Sein" entscheiden. In den niedrigen Frequenzbereichen der direkten Netzfrequenz-Oberwellen ist die Induktivität zu klein um glättende Wirkung zu zeigen, da ist sie fast wirkungslos. Die Netz-Grundwellenströme sehr hoch sind, verglichen zu den Strömen von Interesse. Eine Hochpass Filterschaltung am Ausgang der Stromzange wäre eine Lösung um die Netzoberwellen auszufiltern. Das Rauschen der Schaltung/Stromzange erreicht ähnliche Werte wie die Schaltpeaks. |
| An der Ausgangsspannung der dürften
sich sämtliche Freqenzen des Systems wiederfinden, da diese 18VDC
beträgt ist das ein bisschen viel für einen 75 Ohm Eingang am
Spektrumanalyzer. Wir basteln uns daher schnell einen 680nF
DC-Blockkondensator in die Messleitung. Die Filterinduktivität 1mH am Eingang ist wieder ausgebaut, Ausgangsspannung 81Vrms, Analyzer im Hold Peak Mode, läuft jeweils solange, bis sich nichts mehr nennenswertes an der CRT ändert. |
| xxx 81Vrms Ausgang Span 0,5MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy 81Vrms Ausgang Span 0,5MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
| xxx 81Vrms Ausgang Span 1MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy 81Vrms Ausgang Span 1MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
| xxx 81Vrms Ausgang Span 2MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
 |
 |
yyy 81Vrms Ausgang Span 2MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
| xxx 81Vrms Ausgang Span 5MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
|
 |
yyy 81Vrms Ausgang Span 5MHz (highpass 3kHz) (0dBV=1Vrms) |
| Die größere Verschmierung des
Spektrum
von Controller xxx ist auch im Spektrum der Ausgangsspannung zu
erkennen, durch die kleinere Speicherinduktivität arbeitet er auch
bei
etwas höheren Frequenzen, entsprechend sind die Energiepakete auch
etwas nach oben verschoben im Spektrum. Analyzer arbeit im Peak Hold Mode. Durch die stark verjitterten Signale ist eine Darstellung eines Einzelspektrum, also ein einzelner Sweep des Analyzers sinnlos, jeder Sweep sieht fast komplett anders aus. Dieser Analyzer kann keinen Average Mode, Average ist der Mode welcher oft für EMV Messungen angewandt wird. Bin gespannt wie die Schaltungen sich in der EMV Kammer verhalten bei der Störabstrahlungsmessung im Average Mode. |
| Nun werden Bauteile evaluiert, die näher am Endzustand sind. Das sind geeignete Speicherinduktivitäten, Filterinduktivitäten, kleinere Elkos und nach Möglichkeit mehr SMD Bauteile für eine Automatenbestückung. Es wird vermehrt auf die Bauteile Kosten und die Baugröße geachtet. |
| Controller yyy jetzt mit kleineren
Elektrolyt Kondensatoren, einer High Voltage
Tonnen Speicherinduktivität die speziell für 400V Buck Regler
hergestellt wurde
und
einer PI Filterinduktivität. Verbaut ist auch ein
Strombegrenzungswiderstand, der im AC Kurzschlußfall als Sicherung
wirkt, dieser hier erfüllt Forderungen zum Brandschutz, er hat ein
definiertes "Abrauchverhalten". Die weißen Drahtschlaufen dienen der
Stromzangen Messung in den Induktivitäten. |
| Die folgende Tabelle zeigt eine
Spielwiese verschiedener Kondensator Typen. Es ist immer
sinnvoll
verschiedene Typen an der echten Schaltung auszutesten, Theorien und
Simulationen hin oder her, es auszutesten ist eine sichere Methode,
besser als sich vorab gleich auf einen Typen festzulegen. Gerade im
Bereich "Austesten vs. Theorie" sind die Vorstellungen mancher
Beamer-Ingenieure eine wahre Katastrophe, das Leben
erzählt die Geschichten dazu. Die Tabelle hat auch den Vorteil, das die typischen Werte aus den Datenblättern durch die Vergleichbarkeit dem Anwender mehr in "Fleisch und Blut" übergehen, besser als wenn man sich nur auf einen Typ konzentrieren würde. Die Datenblätter sind im Internet zu finden, die typischen Distributor Preise auch, der Lieferant und der Hersteller ist mit drei Buchstaben abgekürzt. Die Preise sind eine Näherung für die ersten genaueren Bauteile Kosten. Die Tabelle ist im Überblick hilfreich um sofort abschätzen zu können ob sich z.B. ein "Totsparen" durch Reduzierung der Kapazitäten auch tatsächlich noch lohnt, elektrische Performance gegenüber ein paar Cents zu opfern. |
| Ein zweiter 15 Ohm Widerstand in
Serie
als Zwischenlösung, solange bis das passende Muster eintrifft. Die
Kringel an den Anschlußbeinchen deswegen =>
"Anti-Sinnloses-Abschneiden" vermeiden, wäre zu schade fürs
Material,
fusible Widerstände gibt es nicht an jeder Ecke. Weitere Messungen
zeigten der Einschaltstrom ist mit den 30 Ohm schon mal etwas
reduziert. |
| Pan. ECA2GHG2R2 |
2.2µF | 400V | 30mA rms (120Hz, 105°C) |
0.24 |
-25°C |
105°C | 2000h | 8mm | 11.5mm | 0.16$ 1k
RS. 0.16$ 1k Avn. 0.19$ 1k New. 0.30€ 1k Far. |
| Der RMS Strom im
Kondensator beträgt ca. 27mArms, der Peakstrom ca. 180mAp (mit
verursacht durch die
langsamen aber hohen Lastschwankungen). Spezifiziert ist dieser
Kondensator mit max. 30mArms @ 105°C, 120Hz, er wäre dadurch noch
innerhalb
seiner Spezifikation betrieben, wenngleich auch mit knappem
Derating. Die Spannung am Kondensator bricht durch den 30 Ohm Vorwiderstand während der Peaklast schon beträchtlich ein. |
| Die RMS Messung des USB Oszilloskop
ist zu verifizieren, Software hat manchmal die Eigenschaft Nonsense
anzuzeigen, wobei der Fehler aber auch oft vor dem Gerät sitzt.
Verwenden wir hier ein zuverlässiges Gerät mit einer Bandbreite von
10MHz und der Fähigkeit hohe Crestfaktoren (Scheitelfaktoren) etwa
vom
Verhältnis 10:1 (Peak zu RMS) zu messen, das sollte genügen. Die Stromzange steht auf 50mA/DIV gültig für 50mV/DIV mit 50 Ohm abgeschlossen. Das 3400A ist auf den Skalenendwert 0.1Vrms eingestellt, somit läßt sich der RMS Strom im Kondensator direkt auf der oberen Spiegelskala ablesen. Abgelesener Messwert 3400A = 27mArms Abgelesener Messwert Bild 214 = 26mArms Das passt zusammen, fairerweise muss man dazu sagen, die Last der Schaltung ist derart niederfrequent etwa im 1 Hertz Bereich, so dass bereits das 3400A mit Schwankungen des Anzeigewerts reagiert, daher muss man zum Zeitpunkt der mittleren Schwankung des Zeigers ablesen, bzw. fotographieren, was gar nicht so leicht ist. Verifikationen einer Messgröße basierend auf zweierlei physikalisch unterschiedlichen Messprinzipien das ist grundsätzlich eine empfehlenswerte Sache und gibt Sicherheit. Es passiert bei vielen Messenden oftmals im Glauben mit ihren jährlich brutalst teuer kalibrierten Messgeräten alles richtig zu messen, naja stimmt schon, jedoch was nützt es voll werkskalibriert mit der falschen Methode zu messen - man mißt dann "hochgenau falsch" ja super! - der Praktiker weiß mich zu verstehen. |
| Pan. ECA2GHG2R2 |
2.2µF | 400V | 30mA rms (120Hz, 105°C) |
0.24 |
-25°C |
105°C | 2000h | 8mm | 11.5mm | 0.16$ 1k
RS. 0.16$ 1k Avn. 0.19$ 1k New. 0.30€ 1k Far. |
| Bei 80Vrms zeigt der Kondensator
ständige Peakströme im Bereich 400mAp, einen RMS
Strom von 98mArms, verglichen zur Spezifikation von max.
27mArms@105°C, 120Hz muss man hier von klarer Überlastung sprechen,
wir haben zunächst erstmal ein Problem. Wer hätte das
gedacht, sowas misst doch sonst auf gut deutsch gesagt "kaum eine
Sau
nach"?, viele tun es nicht. Kondensatoren gehören mit Sicherheit zu den am wenigsten "auf Spezifikation" beachteten Bauteilen, diese Bauteile werden zu oft einfach nur in die Schaltung "gedankenlos reingeklascht". Die nächsten Jahre sind dann manche Entwickler stets nur noch damit beschäftigt ihren Bockmist der Vergangenheit zu verheimlichen, runterzuspielen, vor anderen zu verstecken und bei Eskalation künstlich das Thema zu verkomplizieren, um stets gut da zu stehen anstatt zuzugeben "ich habe einen Fehler gemacht, weil ich das entweder nicht wußte oder zu faul war" (aber mit stolzer Brust mit dem Diplom, Doktor oder einem Titel herumlaufen) - ich kenn mich gut aus im Seelenleben der Menschen. Wie nett sind doch Menschen, die klar sagen "das wissen sie nicht genau", technisch zu lernen ist einfach, zuzugeben eine Frage des Charakters. Wir probieren nun die Last zu entschärfen, in dem wir auf die 220µF am Ausgang einen weiteren 470µF/25V Low ESR dazu schalten (SMD), mal sehen was passiert. |
| Nichts ist passiert, rein gar
nichts, der RMS Strom in den zweiten 2.2µF Kondensator
beträgt noch immer 100mArms. Der 470µF verbleibt in der Schaltung,
die Ausgangsspannung wurde etwas sauberer. |
| Nic. UVR2G4R7MPD1TD |
4.7µF | 400V | 70mA rms (120Hz, 85°C) |
0.25 | -40°C | 85°C | 2000h | 10mm | 16mm | 0.14$ 1k New. |
| wieder ist nichts passiert,
der RMS Strom im 4.7µF/400V Kondensator beträgt noch
immer
100mArms. Der spezifizierte RMS Strom in diesen 4.7µF Typen ist
70mArms@85°C, 120Hz, dieser Kondensator wird hier mit 100mArms
außerhalb seiner Spezifikation betrieben. Wir löten nun den 2.2µF/400V anstelle des 4.7µF wieder ein und versuchen etwas anderes. Parallelschalten des 2.2µF mit einem 220nF/500V Keramikkondensator. |
| Durch den kleinen
Keramikkondensator von nur 220nF hat sich der RMS Strom von 98mArms
auf
78mArms reduziert. Das ist zwar noch nicht der grüne Bereich
für den 2.2µF Elektrolytkondensator aber doch immerhin eine
Verbesserung von etwa 20%. Man vergleiche Bild 218 mit Bild 224, die Peaks haben sich auch deutlich reduziert. Der Keramikkondensator ist hier eine Hilfe "Stress" aus dem Elektrolytkondensator heraus zu nehmen. Er reduziert RMS und Peakstrom im Elektrolytkondensator. Der Keramikkondensator macht leider zwei Probleme: 1.) 0.85$ 1k New. 1.05$ 1k Dig. 1.15$ 1k Avn. so viel Geld geben wir hier in der Schaltung nur ungern dafür aus. 2.) im Datenblatt findet sich folgender Satz: X7R Keramiken wurden nicht entwickelt für Anwendungen zur Netzspannungsfilterung. Es muss eine isolierende Oberfläche vorhanden sein, um an der Oberfläche Funkenstrecken zu verhindern. Damit lassen wir das mit dem Keramikkondensator bleiben. |
| Strom
und Spannung mit einer
50µs Zeitbasis im 2.2µF Kondensator, sowie die
AC-gekoppelte Spannung am 400V Kondensator. Die Strom
Transienten
im Elektrolytkondensator sind hoch, sollten ihm aber nichts
ausmachen.
Auf hohe transiente Ströme hingegen reagieren z.B. manche Tantals
gar
nicht
gut, da sich dort bei Überlastungströmen schnell lokale
Kurzzeit-Hitzezonen bilden, die bei lokaler Ãœberhitzung von einem
inneren lokalen
Brand bis hin zum kompletten Abbrand führen
können. Das Problem falls ein lokaler Brand entsteht, es bildet sich
als
Reaktionsprodukt verwertbarer Sauerstoff, der ein
Abrauchen begünstigt. Bei Tantals muss man ganz genau wissen
was
man tut, dann
klappts prima. Einbau von einem 4.7µF/400V an beiden Stellen im PI Filter, der Keramikkondensator ist wieder ausgelötet: |
| In
zweiten 4.7µf/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom nun bei
92mArms,
das ist immer noch zu viel für diesen Kondensator, 70mArms@85°C,
120Hz
nach Datenblatt, da diese Power Supply auch hohe
Umgebungstemperaturen
sehen wird. |
| Im
ersten 4.7µf/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom wieder bei
26mArms, das ist viel weniger als dieser Kondensator darf,
70mArms@85°C, 120Hz nach
Datenblatt. Am ersten Kondensator des PI-Filters ist eine hohe Kapazität weniger notwendig als am zweiten Kondensator. Zwei mal 4.7µF sind ungeschickt, wir probieren nun 2.2µF am ersten Kondensator und 6.8µF am zweiten Kondensator: |
| Rub. 400BXA6R8MEFC10X16 |
6.8µF | 400V | 220mA rms (100kHz, 105°C) |
0.20 | -25°C | 105°C | 10000h | 10mm | 16mm | 0.19€ 1k Rut. 0.41€ 0.1k RS. 0.53€ 1k Far. |
| In
ersten 2.2µF/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom wieder bei
14mArms, das ist weniger als dieser Kondensator darf, 30mArms@105°,
120Hz
nach
Datenblatt. |
| In
zweiten 6.8µF/400V des PI-Filters liegt der RMS Strom bei
97mArms,
das ist weniger als dieser Kondensator darf, 220mArms@105°C, 100kHz
nach
Datenblatt. Man beachte nun die Aussage "100kHz", dieser Hersteller des 6,8µF/400V spezifiert seinen ESR bei 100kHz, der 2,2µF und 4,7µF sind bei 120Hz spezifiziert. Auffällig ist auch der Stromsprung von 70mArms (4,7µF) auf stolze 220mArms (6,8µF) und das mit nur dieser geringen Kapazitätserhöhung? wohl kaum. Der Schlüssel zu dieser Ungereimtheit liegt darin, dass der ESR eines Elektrolytkondensators mit steigender Arbeitsfrequenz abnimmt. Ein abnehmender ESR bedeuted gleichzeitig geringere Stromwärmeverluste und damit auch eine höhere Stromfähigkeit. Anstatt nur blanke ESR Werte bei Nennfrequenzen zu spezifizieren wäre der ESR vs. Frequenz interessanter, als auch die zulässigen RMS Ströme vs. Frequenz. Manchmal finden sich solche Diagramme bei den Herstellern. Als Abhilfe dazu bieten die Hersteller Normierungstabellen an, mit denen dann der zulässige RMS Strom bezogen auf die normierte Frequenz berechnet werden kann. Manchmal sind auch die Kurven zu finden, nennen sich dann z.B. "Frequency factor of permissible ripple current versus frequency." Ein typischer Faktor um z.B. von 100 Hertz auf 100kHz hoch zu rechnen ist etwa 1,3 bis 1,4. Tun wir das für den 6,8µF rückwärts: 220mArms@100kHz/1,35=163mA@100Hz. Tun wir das für den 4,7µF vorwärts: 70mArms@120Hz*1,35=95mA@100kHz 6,8µF mit 163mArms@100Hz 4,7µF mit 70mArms@120Hz Nun sind diese beiden Teile schon nicht mehr so weit voneinander entfernt. Erstaunlich am 6,8µF ist seine lang spezifizierte Lebensdauer von 10.000h bei 105°C in Kombination mit dem niedrigen Preis von 0.19$ 1k bei New. Da wäre es schon interessant auch den ersten 2,2µF mit dem 6,8µF zu ersetzen, aber das würde den Kondensator Durchmesser von 8mm auf 10mm steigern, da Platz leider auch ein Problem ist, erstmal keine Lösung, den Einschaltstrom treibt es auch in die Höhe. Über die exakten max. RMS Ripple Werte sollte man sich nicht zu sehr einen "Kopf" machen, da diese spezifizierten RMS Werte nicht die gleiche knallharte Bedeutung besitzen wie beispielsweise die Absolute Maximum Spannungs Ratings bei einem IC. Die Kondensatoren gehen bei kurzer Stromüberlast nicht kaputt, aber es ist nun mal von großer Bedeutung wenn durch falsche Schaltungsdimensionierung diese Kondensator-Teile zu oft oder gar dauerhaft zu viel Strom sehen, ein Frühausfall und eine verringerte Lebensdauer sind dadurch vorprogrammiert. Das fatale an falscher Schaltungsdimensionierung bei Kondensatoren ist: beim Testen der Seriengeräte fällt eine Falschdimensionierung kaum auf, es sind damit tickende Zeitbomben für Feldausfälle. Ein gesundes Derating zur Spezifikation ist sinnvoll, wie schon mehrfach erwähnt, die Definition von "gesund" hängt von vielem ab. Jedenfalls sind 2,2µF + 6,8µF zunächst mal eine sinnvolle Dimensionierung der Schaltung. Hier noch ein kleiner praktischer Tipp: |
| Die
langen Drahtschlaufen für die Stromzange zu den
Elektrolytkondensatoren
erhöhen die parasitäre Serieninduktivität des Kondensators, dass
weiß
ich selbst, das ist nun mal leider nicht anders schnell machbar,
außer
mit kleinen niederinduktiven Shunt Widerständen und nachgeschaltetem
Differenzverstärker, aber darauf hatte ich jetzt die ganze Zeit
keine besondere Lust für diesen Zeitaufwand, die Stromzange ist nun
mal
sehr verläßlich, schnell und komfortabel. Die unbenutzten Drahtschleifen für die Kondensator Strommessung werden nicht entfernt, da man sie ständig immer wieder benötigt. Wenn man das Bild genau ansieht, erkennt man dass die Schleifen jetzt an ihren Enden zusammengelötet sind, damit sind sie sofort wieder verfügbar, haben elektrisch aber keine negative Auswirkung mehr auf die parasitäre Serieninduktivität. Bei den Speicher- und Filterinduktivitäten kann man sich das Entfernen sowohl auch das Zusammenlöten der Enden sparen, da der Draht auch hier eine parasitäre Serieninduktivität bildet, diese ist aber bedeutungslos, da sie in Reihe zur Induktivität liegt. Erst zur EMV Messung sollten diese Drahtschlaufen wieder entfernt werden. |
| UCC. ELXZ250ELL221 MH12D |
220µF | 25V | 555mA rms (100kHz, 105°C) |
0.14 | 0.12R (20°C) 0.24R (-10°C) |
-55°C | 105°C | 3000h | 8mm | 12mm | 0.13$ 1k New. 0.13$ 1k Dig. |
| Pan. EEEFP1E471AP |
470µF | 25V | 1190mA rms (100kHz, 105°C) |
0.14 | 0.06R (20°C) 100kHz |
-55°C | 105°C | 2000h | 10mm SMD |
10.2mm SMD |
0.51$ 1k New. 0.99€ 1k Far. |
| Die
Messung mit dem 470µF/25V ist auch nur wenig nennenswert verschieden
zum 220µF/25V. Die AC Voltage am Ausgang ist weitaus mehr stark
abhängig von den Lastschwankungen als es diese Bilder erahnen
lassen.
Jedes getriggerte Bild sieht anders aus als das vorherige, jedoch
ähnlich, dies hier alles darzustellen übersteigt den Aufwand. |
| Die
Messung mit dem 1000µF/25V ist auch wenig nennenswert verschieden zu
den anderen Kapazitäten. Nur die AC Voltage am Ausgang sinkt
bei
noch größeren Zeitbasen auf einen kleineren Ripple ab, bei z.B.
100µF
waren es teilweise 1.6VACpp zu vergleichen mit 1000µF ca. 0.5VACpp
jeweils bei einer 100ms/DIV Zeitbasis. Auf der verdichteten 100ms/DIV ist von der Stromform her nicht mehr sonderlich viel zu erkennen, deswegen die Darstellung mit 1ms/DIV. Erkenntnis ist, die Stromform im 1ms/DIV Bereich sieht bei allen Elektrolytkondensatoren relativ ähnlich aus, der RMS Ripple Strom den diese Kondensatoren tragen müssen ist bei allen ähnlich, diesen Punkt gilt es auch zu beachten, er ist mit entscheidend für die Lebensdauer. Verschieden mit den Kondensatoren ist der Peak-Peak Ripple, der mit steigender Kapazität absinkt. |
| Hier
der Strom in einer SF18G Fast Recovery 800V Diode mit einer Reverse
Recovery Time von 35ns. Der positive Strom ist der Strom in
Durchlassrichtung der Diode, die Diode leitet dann den Strom der
gespeicherten magnetischen Energie aus der Speicherinduktivität in
die
Last und in den Ausgangskondensator hinein. Im lückenden Betrieb (Discontinuous Conduction Mode) ist kein Spike zu erkennen. Im nicht lückenden Betrieb (Continuous Conduction Mode) sind heftig schnelle Strompeaks durch die Diode zu erkennen. Wird die Diode im noch stromführenden Durchlassetrieb in den Sperrbetrieb geschaltet, so kann dies nicht unendlich schnell geschehen, da zuerst noch Sperrschicht Minoritätsladungsträger ausgeräumt werden, sowohl auch die Ladung der Sperrschichtkapazität sich abbauen muss. Die Zeitdauer, die hierfür benötigt wird nennt sich trr "Reverse Recovery Time". Während dieser Zeit bleibt die Diode trotz Sperrpolung leitend und verursacht schnelle steile Strompeaks, die nicht nur den MOSFET belasten, sondern auch durch die energiereiche Peakform HF Störungen verursachen, bis weit in hohe Frequenzbereiche hinein, die EMV Messung läßt grüßen. Die Auswirkung der parasitären Induktivität der Drahtschlaufe für die Stromzange ist hier unbekannt, der Vergleich fehlt. Schauen wir uns den Spike mit einer schnelleren Zeitbasis 100ns/DIV an: |
| Die
Stromzange hat eine Bandbreite von 50 MHz und das USB Oszilloskop 20
MHz, das ist grenzwertig für diese Messung und sollte überprüft
werden.
Das USB Scope ermittelt eine Peakdauer von 70ns und einen Strompeak
von
-350mAp. |
| Diese 1A/600V Diode S1J ist nicht für diese Anwendung geeignet. Reverse Recovery Time Peaks von ca. 1.5 Ampere, das belastet den MOSFET und hat den Controller sogar gelegentlich in die Strombegrenzung getrieben. Mit dieser Diode weiter zu messen ist sinnlos. GPP steht für Glaspassiviert, diese Standard Gleichrichter haben eine spezifizierte trr, verglichen zu "nicht" glaspassiviert, die GPP kann daher auch für f>50Hz Gleichrichter gut eingesetzt werden. |
| Die S1J hat eine längere trr von hier ca. 400-500ns, nicht geeignet für diese Anwendung. Der Unterschied zu Bild 237 ist enorm. |
| Bild
zeigt fünf übereinander gelegte STTH1R06A, die Diode aus Bild 245
und
vier weitere. Alle fünf getesteten Dioden haben eine vergleichbare
Reverse Recovery Time. Solche mehrfachen Tests geben Sicherheit im
Wissen über die Streuung dieses für diese Anwendung wichtigen
Parameters. Dieser Diodentyp wird in den weiteren Versuchen
verwendet. |
| Bezeichnung | Typbezeichn. 600V/1A (GP= Glass Passivated Chip) |
max. Reverse Recovery Time IF=0.5A, IR=1A IRR=0.25A 25°C |
max. Forward Recovery Time IF=1A dIF/dt=100A/µs 25°C |
max. Forward Voltage 1A, 25°C |
max. Reverse Current 25°C, hot |
Junction Capacitance 4V, 1MHz |
Preis 1k $ |
| SF18G | Super Fast 800V, 1A, GP bedrahtet |
35ns | ? | 4V | 10µA (25°C) | 50pF | ? |
| S1J-13-F | Rectifier GP |
2000ns | ? | 1.1V | 5µA 100µA (125°C) |
10pF | Avn 0.11 New 0.2 Dig 0.3 |
| MURS160T3G | Ultra Fast Power Rectifier GP? |
50ns |
50ns | 1.25V | 5µA 150µA (150°C) |
8pF | Avn 0.07 New 0.1 Dig 0.24 |
| AU1PJHM3 | Ultra Fast Avalanche GP |
75ns | ? | 1.5V | 1µA 100µA (125°C) |
11pF | Avn 0.16 New 0.35 |
| STTH1R06A | Turbo 2 Ultra Fast GP? |
25ns |
100ns | 1.7V | 1µA 75µA (125°C) |
12pF | Avn 0.11 New 0.2 Dig 0.3 |
| US1J-TP | Ultra Fast Recovery GP |
100ns | ? | 1.7V | 10µA 100µA (100°C) |
17pF | Arr 0.05 New 0.07 Dig 0.1 |
| BYV26C-TR | Ultra Fast Avalanche Sinterglass GP bedrahtet |
30ns |
? | 2.5V | 5µA 100µA (150°C) |
15pF | Avn 0.21 New 0.22 Dig 0.26 |
| S1PJ-M3 | High Current Density GP |
1800ns |
? | 1.1V | 1µA 50µA (125°C) |
6pF | Avn 0.05 New 0.07 Dig 0.1 |
| SM516 | Rectifier Standard 1600V, 1A |
? | ? | 1.1V | 5µA 50µA (125°C) |
? | ? |
| Sehen wir uns die Strom- Spannungsverhältnisse an der Gleichrichterdiode und dem Glättungskondensator an, von welcher das Schaltregler IC versorgt wird. |
| Im
Kondensator fließen hohe Strompeaks, das sieht für einen
Elektrolytkondensator weniger schön aus. Die geglättete
Versorgungsspannung für den IC ist entsprechend mit Spikes versehen.
Der Kondensator ist ein Standard 10µF/25V Typ. Die nächste Betrachtung sind die Strom- und Spannungsverhältnisse in dieser Gleichrichter Diode, es ist eine 1600V/1A Standard Gleichrichterdiode, bin mal gespannt: |
| Das
sieht unschön aus, im Diodenstrom (blau) läßt sich auf hohe negative
Peaks triggern, das riecht schon förmlich nach einer zu langen
Reverse Recovery Time. Messen wir nochmal mit einer schnelleren
Zeitbasis: |
| Im
wenn die Diode aus einem noch leitenden Zustand in den sperrenden
Zustand geschaltet werden sollte (Diodenspannung steigt auf ca. 90V
an), verweigert sie diesen Sollzustand und leitet Peakströme von ca.
-300mAp, Ursache ist die Reverse Recovery Time. Sohlche schnellen
Peaks
sind häßlich für EMV Tests und sie belasten auch unnötig die
Bauteile. Schön zu sehen bei manchen Schaltzuständen wird ein parasitärer LC Schwingkreis angeregt, der auf 555kHz schwingt, mir ist jetzt aus dem Stehgreif unklar wie sein Ersatzschaltbild aussieht, im Moment nicht so wichtig. Gehen wir noch eine Zoomstufe feiner in den Reverse Recovery Peak hinein: |
| Auf der linken
Bildhälfte der Ausschaltvorgang der Diode in Sperrichtung, auf der
rechten Bildhälfte der Einschaltvorgang. Diese Diode ist für diesen Gleichrichtvorgang nicht geeignet. Der IC Controller Hersteller schreibt in seinem Datenblatt, es kann eine low cost Diode wie z.B 1N400x sein, jedoch sollte es eine Glas-passivierte Diode sein um eine spezifizierte Reverse Recovery Time aufzuweisen. Zusätzlich sollte der Spannungsabfall an der Schaltdiode als auch an dieser IC-Gleichrichter Diode in erster Ordnung gleich sein. Die hier bis jetzt verbaute 1600V Diode ist nicht Glas-passiviert und hat keine spezifizierte trr. Nehmen wir nun den Hersteller beim Wort und bauen eine solche mal ein, z.B. die S1PJ-M3, Standard Diode mit trr=1800ns und 0.05$ : |
| Etwas
besser geworden mit der S1PJ-M3 (trr=1800ns, GPP) im Vergleich zur
vorherigen 1600V Standard Diode (trr=?), aber so richtig der
weltbewegende Bringer ist das noch nicht. Machen wir jetzt gleich Nägel mit Köpfen und verbauen auch hier eine STTH1R06A (trr=25ns, tfr=100ns), die als Schaltdiode bisher gute Ergebnisse geliefert hat: |
| Klasse
- der trr Ausschaltpeak der Diode STTH1R06A (trr=25ns,
tfr=100ns,
0.11$) ist fast weg, der Ausschaltvorgang sieht super aus,
allerdings
verursacht diese Diode einen etwas höheren Einschaltpeak verglichen
zur
Standard Diode, der hohe Einschaltpeak ist hier aber ein normales
Zeichen, denn dieser Strom lädt den Glättungskondensator auf, diese
Dioode erlaubt das rasch. Warum der IC-Hersteller keine Ultra Fast empfiehlt weiß ich nicht, ich bin da jedenfalls anderer Ansicht, die wenigen Cent Aufpreis, diese Empfehlung möchte er wahrscheinlich manchen "Oberspar-Anwendern" im obersten Stückzahlbereich ersparen. Das alles ermuntert doch zu noch weiteren Versuchen mit anderen Dioden. Verwenden wir mal eine Diode, bei der trr Ausschalten und tfr Einschalten gleichermaßen gut spezifiziert ist, die MURS160T3G (trr=50ns, tfr=50ns, 0.07$): |
| Klasse
- auch
hier ist der trr Ausschaltpeak kaum nennenswert ausgeprägt, der
Ladepeak des Kondensators zeigt einen kleinen negativen
Ãœberschwinger,
das ist nicht dramatisch, aber unschön, schließlich ist jeder
negative
unnötige Stromfluß beim Ladevorgang auch wieder ein kleines
Stückchen
Welligkeit am Kondensator. Die kleine negative Welle ist nicht bei jedem Einschaltvorgang da, nur gelegentlich - mich interessiert jetzt ob es bei der STTHR106A auch gelingt so eine kleine negative Welle festzuhalten, nochmal umlöten: Nein - bei der STTHR106A Diode konnte keine negative Welle festgehalten werden, diese Diode wird nun hier auch als IC-Gleichrichter eingesetzt, obwohl sie ca. 4 Cent teuerer ist, da:
|
| Es
klappt doch. Strom und Spannung sehen am IC-Glättungskondensator mit
der Ultra Fast Diode gleich eine Stufe besser aus als vorher,
(vergleiche Bild 252 mit Bild 259). Die hohen Peakströme in den
Kondensator sind etwa halbiert, der Kondensator entlastet, die
Welligkeit der Spannung ist kleiner geworden. Auf größere Ströme als
die gefundenen konnte nicht getriggert werden. Als nächster Schritt kann versucht werden, die IC-Versorgungsspannung noch zu verbessern, z.B. mit Serien R-L und/oder anderen Kondensatoren. 33 Ohm in Serie hat nicht viel gebracht, der 10µF Elko ist gegen die Peaks wirkungslos. Die Peakströme betragen stets ca. 160mAp, die Spannungsmessung an diesem Punkt ist schwierig, das die Messmasse mit 66kHz und einem 80VACp Hub floatet, die Osziloskope sind zwar am Netz galvanisch zusätzlich getrennt und das USB Scope läuft mit Batterie, der Mess Ground ist gegenüber der Umgebung trotz allem mehr ein Trampolin und kein Ground. Anstelle des 10µV/25V Elektrolykondensator wurde nun ein 4.7µF/25V/X7R Kondensator eingelötet, das ist eine Kapazitätshalbierung, die jedoch keine nennenswerte Änderung am Ripple auch der Ausgangsspannung verursachte. Der 4.7µF Keramik deutlich kleiner, SMD bestückbar und preislich nur wenig teuerer als der Elektrolytkondensator. Bestromt wird er mit Peaks von ca. 160mAp, das sollte er aushalten, das Spannungsderating von angelegt 18V zu 25V Nennspannung ist ausreichend. |
Die
Spannungs- und Stromverhältnisse an der Speicherinduktivität sehen
hier
aus wie aus einem Lehrbuch. Gut zu sehen der Ãœbergang vom
Discontinuous
Conduction Mode (DCM) in den Continuous Conduction Mode (CCM)
hinein,
bedingt durch einen Lastsprung.
|
| Strom und Spannung in der
Filterinduktivität 1mH, WE-TI, Isat=0.27A, Rdc=4.3 Ohm, fres=1.8MHz,
7447462102. Von dieser Induktivität existiert soweit ich weiß auch eine HV Variante, ist bei diesem Spannungsverlauf aber nicht nötig, außer beim Einschalten und dem Laden des Kondensators, t.b.d. Diese Spule ist auch innerhalb ihrer maximalen Stromwerte betrieben, die EMV Messung wird ihre Ergebnisse aufzeigen. |
| Laststrom und AC-gekoppelte Spannung am Ausgang der bisher dimensionierten Schaltung. Die Schaltung yyy ist nun bereit für die ersten EMV Tests, um eine Einschätzung für das wichtige EMV-Verhalten zu bekommen. |
| Die Schaltung xxx wurde mit allen Bauteilen (R, L, C und Diodentypen) identisch umgerüstet wie yyy, außer xxx verwendet 330µH. Die kleinere Induktivität ist deswegen notwendig, da xxx ständig im DCC-Mode arbeitet, um die Frequenz in einen ähnlichen Arbeitsbereich von 60-80kHz zu bekommen ist eine kleinere Induktivität nötig. Für diese Schaltung ist das zunächst erst eine Grobdimensionierung. |
| Die
Schaltung xxx liefert ein ähnliches Bild der Ausgangsspannung
wie Schaltung yyy, der niederfrequente Ripple ist etwa doppelt so
hoch,
man beachte die geänderte Vertikalskalierung der AC-Spannung. Das
entspricht den bisherigen Beobachtungen mit diesen beiden
Schaltungen. Der höherfrequente Ripple ist etwas niedriger. Die EMV Messungen werden zeigen welches der beiden Exemplare günstiger abschneidet. Schaltung xxx muss noch näher auf die Dimensionierung untersucht werden. |
| Der Ripplestrom in der 1mH Filterinduktivität beträgt ca. 38mArms und der Peakstrom ca. 200mAp-250mAp, liegt damit innerhalb des spezifizierte Sättigungsstrom von 270mAp. |
| In
der 330µH Speicherinduktivität WE-TI HV, 768772331, konnte auf ein
Peak
von 852mAp getriggert werden, befindet sich innerhalb des
spezifizierten Sättigungsstrom von 950mA. |
| Ein erster Kostenvergleich der Elektronikbauteile, für je 1000 Stück. Preise basierend auf der Bauteile Internet Suchmaschine Octopart, gewählt der jeweils angegebene günstigste Lieferant. Ob das was die Suchmaschine ausspuckt "Mondpreise" sind kann und möchte ich nicht beurteilen. Die jeweils voneinander abweichenden Positionen sind in grüner Schrift. |
| Schaltung
xxx |
Schaltung yyy |
| Stück | Bezeichnung | Preis/St.$ | Stück | Bezeichnung | Preis/St. $ | ||
| 1 | Controller xxx | smd | 0.94 | 1 | Controller yyy | smd | 0.77 |
| 1 | Widerstand fusible | Draht | 0.11 | 1 | Widerstand fusible | Draht | 0.11 |
| 7 | Widerstand 0603 diverse | smd | 0.01 | 3 | Widerstand 0603 diverse | smd | 0.01 |
| 1 | Widerstand 0805 Current Sense | smd | 0.01 | - | - | - | - |
| 1 | Kondensator 2.2µV/400V | Draht | 0.16 | 1 | Kondensator 2.2µV/400V | Draht | 0.16 |
| 1 | Kondensator 6.8µV/400V, | Draht | 0.19 | 1 | Kondensator 6.8µV/400V | Draht | 0.19 |
| 1 | Kondensator 470µF/25V low ESR | smd | 0.51 | 1 | Kondensator 470µF/25V low ESR | smd | 0.51 |
| 1 | Kondensator 4.7µF/25V X7R 1206 | smd | 0.06 | 1 | Kondensator 4.7µF/25V X7R 1206 | smd | 0.06 |
| 2 | Kondensator 100nF/25V X7R 0603 | smd | 0.01 | 1 | Kondensator 100nF/25V X7R 0603 | smd | 0.01 |
| 2 | Kondensator 1nF/50V, X7R, 0603 | smd | 0.01 | - | - | - | - |
| 1 | Kondensator 33pF/50V, NPO, 0603 | smd | 0.07 | - | - | - | - |
| 4 | Diode Gleichrichter line | smd | 0.04 | 4 | Diode Gleichrichter line | smd | 0.04 |
| 2 | Diode Ultra Fast | smd | 0.11 | 2 | Diode Ultra Fast | smd | 0.11 |
| 1 | Diode Zener small signal | smd | 0.03 | - | - | - | - |
| 1 | Diode Schottky small signal | smd | 0.04 | - | - | - | - |
| 1 | NPN small signal | smd | 0.02 | - | - | - | - |
| 2 | Induktivität Filter 1mH | Draht | 0.63 | 2 | Induktivität Filter 1mH | Draht | 0.63 |
| 1 | Induktivität Speicher HV 330µH | Draht | 1.65 | 1 | Induktivität Speicher HV 1mH | Draht | 0.90 |
| Summe: | 5,54$ (330µH) | ||||||
| Summe: | 4,79$ (1mH) | Summe: | 4,38$ |
| Die
Preise direkt bei den Herstellern werden sich je nach Kunde, Auftrag
nochmals von denen dieser Suchmaschine unterscheiden. Schaltung xxx
ist
vom Layout, Platzbedarf und den Bauteilekosten geringfügig
aufwendiger
als yyy, (noch ohne Bewertung EMV Test). Einsparpotentiale Speicher Induktivitäten:
Filter Induktivitäten:
Ausgangskondensator:
Hinzu kommen Leiterplatte, elektromechanische Bauteile (Stecker usw.) und die Bestückungskosten. Schaltungstechnisch ist hier nichts mehr einsparbar ohne die Qualität und Lebensdauer zu gefährden. Das weitere Einsparpotential liegt nun bei der Warenwirtschaft und der Produktionsoptimierung. |
| Getestet
wurde mit einer Netznachbildung für leitungsgebundene Störungen und
ein
Abstrahlungstest in einer EMV Kammer mit einer Breitbandantenne.
Angewandt wurde eine Norm gültig im Wohnbereich innnerhalb dieser
kleinen Leistungsklasse. Gemessen wurde über einen Frequenzbereich
von
9 kHz bis 1 GHz. Der EMV Test war bei einer der beiden Schaltungen ein Erfolg, die maximalen Störungen lagen deutlich unter den geforderten Grenzwerten, die andere Schaltung würde stellenweise Nacharbeit benötigen um die Grenzwerte einzuhalten. Mit Rücksicht auf diese Dienstleistung in einem EVM Labor werden die Messergebnisse nicht veröffentlicht. |
| Es folgen weitere Tests
auf gerouteten Leiterplatten sowie noch der Aufbau einer
weiterer Schaltungsvariante. Zusätzlich ist bald der Zeitpunkt gekommen für intensive Temperatur Tests, ich nenne sie mal: "Erweiterte Lebensdauer Prüfungen" in extremen Temperaturbereichen um die Betriebsgrenzen der Schaltung zu ermitteln, das hat primär nicht nur den Gedanken die Ausfallgrenzen kennen zu lernen, sondern anhand der provozierten Ausfälle Design Schwächen aufzudecken, die sonst unbekannt geblieben wären. Die Schaltung hat die Phase der Vorentwicklung beendet und geht nun in die Serienreifmachung über, dieser weitere Teil in der Produkt Entstehung wird aus Rücksicht auf die geplante Anwendung ein nicht mehr öffentlicher Teil außerhalb dieser Webseite sein. Mein Dank gilt allen Lesern, die es geschafft haben bis zum Ende mitzulesen. Ein Lob auch an Ihre Geduld diese Entwicklung ganz ohne Schaltpläne mitzuverstehen; mit Rücksicht auf die Anwendung ist das leider nicht anders möglich gewesen, ich hoffe dass dies dem interessierten Leser trotzdem zu großen Teilen gelungen ist. Der Bericht soll auch als Anregung dienen Datenblätter stets bis ins Detail zu lesen und die kritischen Messgrößen zumindest verifiziert zu haben. Für mich wäre es ein persönlicher Erfolg wenn Leser durch diesen Bericht neue Anregungen gefunden haben und auch diejenigen Leser, die diese Arten von Prototypen Aufbauten nicht praktizieren, vielleicht auch Vorteile darin erkennen. Alles stets im Sinne einer Entwicklung, die nicht nur erfolgreich sein soll, sondern auch noch Freude bereit und Ideen für Neues fördert. |
.